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1、一料有效的反激钳位电路设计方法【日期：来源：电源技术应用作者：姜德来，张字体：大中2006-6-27晓峰，吕征宇小画0引言单端反激式开关电源具有结构简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出、牢靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必需用钳位电路加以抑制.由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有好用价值。1 抻制变压器的漏感是不行消退的，但可以通过合理的电路设计和统制使之减小。设计和统制是否合理，对漏感的影响是很明显的。采纳合理的方法，可将漏感限制在初级电感的2%左右.设计
2、时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级统组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层.统制时绕线要尽量分布得紧凑、匀称，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好C初级和次级绕线也要尽量转得紧密。2 RCD附位电路分数设计2.1 变压器等效模型图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同志向变压器并联，漏感同励磁电懑串联。励磁电感能量可通过志向变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能砧不能传递到副边，假如不实行措施，潮感将通过寄生电容释放能,引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMl问题，严峻时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。图2/
3、I）钳位电路2.2 翰位电路工作原理引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能成，但不能消耗主励磁电感能唬，否则会降低电路效率。要做到这点必需对RC参数进行优化设计，卜面分析其工作原理：当Sl关断时，漏感1.k释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。(b)(代特别大图3钳位电容电压波形1)若C值较大,C上电压缓慢上升，副边反激过冲小,变压器能量不能快速传递到副边，见图3（八）;2)若C值特殊大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将始终保持在副边反射电压旁边，即钳位电阻变为死负载，始终在消耗碳芯能量，见图3(b);3)若RC值太小，C上电压很快会降到副边反射电压，故在St开
4、通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负栽，消耗变压器的能唬，降低效率，见图3(c):4)假如RC值取得比较合适，使到Sl开通时，C匕电压放到接近副边反射电压，到卜次导通时，C上能或恰好可以释放完，见图3(d),这种状况钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高第2)和第3)种方式是不允许的，而第1)种方式电压改变缓慢，能员不能被快速传递，第4)种方式电压峰值大，器件应力大。可折衷处理，在第4)种方式基础上增大电容，降低电压峰值，同时调整R,便到Sl开通时，C上电压放到接近副边反射电压，之后RC接着放电至Sl内次开通，如图3(e)所示。本人认为此分析清晰地说明RC放电时间常数要大于开关周期，至少
5、要大于截止时间，也就是RC振荡频率小于开关频率,Sl关断时，1.k释能给C充电，R阻值较大，可近似认为1.k与C发生申联谐振，谐振周期为T1.C=2兀,1，经过1/4谐振周期，电感电流反向，D截止，这段时间很短。由于D存在反向复原，电路还会有一个衰减振荡过程，而且是低损的，时间极为短暂，因此叮以忽视其影响总之，C充电时间是很短的，相对于整个开关周期，可以不考虑。本人认为这讲的极有道理，开关管截止时间里充电过后就要放电，所以在实际试胶中假如R太小还没到开关管导通C的电已放完了，故出现了一个平台，这时会消耗反射电压的能成，所以R的取值肯定要使C的放电电压在开关管导遣时不小于反射电压在进入到导通时间
6、后C的电压为负值，千万不要认为是某个电压对C反向充电，本人认为是开关管导通后呈现的低电位。对于志向的钳位电路工作方式，见图3(e)。Sl关断时，漏感稀能，电容快速充电至峰值VCmaX,之后RC放电由于充电过程特别短，可假设RC放电过程持续整个开关周期。RC值的确定需按最小输入电压(但方的15上说是按最大值，实际测试表明好像应是最大值)，最大负载，即最大占空比条件工作选取，否则，随着D的增大，副边导通时间也会增加，钳位电容电压波形会出现平台，钳位电路将消耗主励麟电感能过。对图3(c)工作方式，峰值电压太大，现考虑降低VCmax。Vcmaxl!1只有最小值限制，必需大于网边反射电压可做线性化处理来
7、设定VCmaX,如图4所示，由几何关系得I11M空匕为保证SI开通时，C上电压刚好放到A；需满意V11I4X将(1)式代入式可得RC=7(0-1)1必、对整个周期RC放电过程分析，有rmaxCRC=r0a金a5怕位电容电压J/W：核小)r.(5S二忠0?二三S7S图8MOS管漏极电区(RCitt)图7显示在副边反射电压点没有出现平台，说明结果与理论分析吻合。4结语依据文中介绍的方法设计的钳位电路，可以较好地汲取漏感能量，同时不消耗主励磁电感能量。经折衷优化处理，既抑制了电容电压峰值，减轻r功率器件的开关应力，又保证r足够电压脉动最，磁芯能量可以快速、高效地传递，为反激变换器的设计供应了很好的依
8、据。网上相关人员探讨：1 .关于汲取电路的问题，很有分析的必要，我也曾对此细致分析过。我再分析下，你可以依据这个思路自己进行计算。开关管漏极上的电压由三部分组成：电源电压，反击感应电压（等于输出电压除以杂比），漏感冲击电压。汲取电路，肯定要让他只汲取海感冲击电压，而不要对另外电压起作用，那样不仅会增大汲取电阻的负担，还会降低开关电源的效率。首先计算汲取电阻的功耗，假如能做到只对漏感能砒汲取，那么他的功率容量应当是漏感功率的1.5-2倍。漏感的微能为05*1.s*Ip*Ip*f,f=工作频率，1.S=漏感，IP关断时的开关管峰值电流，这样算出来的结果是很精确的。由于汲取电容的另一端是接在正电源上
9、的，所以它的电压只有两部分：反击感应电压(等于输出电压除以杂比)，漏感冲击电压。电压是一个微分波形，也就是电容放电波形，随着放电，电压会越来越低，当开关管的截止期结束时，肯定不要让电压下降到反激感应电压以下，否则就会损耗“本体”能量。再计算汲取元件的数值，电容太小时，漏感能量濯入后，电压会突升的太高，有可能击穿开关管，可以依据你的开关管耐压，和你希望的振铃岛度，确定一个峰值电压，比如100伏，豉止期结束时，我们给他定一个终止电压，比如50伏，这样，就可以计算出汲取电容的数值来：原理是，电容电压改变城所导致的能量差=一个周期的漏感能电。(上面的公式5)假设反激感应电压为U,那么电容电压的最大值就
10、是(U+100),最小值就是(U+50),电容中的能敬有一个计算公式，Ec=0.5*C*U*U,所以，能量差就是：Ech-Ecl=0.5*C*(U+100)*(U+100)-(U+50)*(U+50),U是已知的，能量差也是已知的，电容还算不出来吗？最终计算汲取电阻。电容放电公式：u=Uo*exp(-t),tt=-ln(U+50)(U+100)经本人推算应是tt=-ln(U+100)(U+50),iJc-t=-ln(U+50)(U+100),掉了个负号原文作者在发财时可能笔误,t=截止期时间(按正常工作时的截止时间计算)，可以算出,T=RC汲取时间常数，那么汲取电阻不也就出来吗？本人认为这个讲
11、的书道理.2 .按上述理论进行计算：变压器初级电感1.=63如H,漏感1.km=29uH先算Ip：假定最大输出功率时是DCM模式.则Pin=0.5*1.s*Ip*Ip*fIp-(Pin0.5*1.s*f)(0.5)(P0*0.5*1.s*f)(0.5)=(150/0.85*0.5*623*10(-6)*70*10(3)=2.7A漏感的能量为05*1.s*Ip*Ip*f,f=工作频率，1.S=漏感，Ip关断时的开关管峰值电流Wlou=0.5*1.s*Ip*Ip*f=0.5*29*10(-6)*2.7*2.7*70*10(3)=7.3W由上面漏感能量数值可看出，漏感能地太大了，假如此能越全都由电阻
12、来消耗，按两倍功率计算，要15W的电阻。这是无法办到的。这么大的功耗，从上面计算可以看出，是由于初级IP太大造成的。假如是几十W的电源，那么功耗就可以接受了。对以匕结果，请问计算有问题没有？彳丁什么方法?3.是的，这个功耗是太大，漏感功耗没有别的去处，只能消耗在汲取电阻上。像这种功率较大的开关电源，一般都是工作在连续状态，否则，开关管的功率容盘和磁芯的功率容盘都得不到充分利用，还有一个问题，就是工作在不连续或者临界状态的变压器，由于其磁通改变量太大，变压器的发热房也是个不容忽视的问题。我上面没说，你的初级电感Gt太小，变压器可能工作在非连续状态。增大电感量，初级电流自然就降下来了。你可以这样计
13、算：让磁通的改变fit(p-p)/磁通平均值=03左右。另外，假如电源的平安系数要求不是太高(医疗仪器要求高)，可以适当诚小初次级之间的绝缘厚度，以减小漏感，你的漏感址在正常的数值范困内，但不是特殊的小，大功率的电源，漏感就是个很麻烦的问题4 .你好，特别感谢。初级电感和漏感的数值在上面第十贴中写出来了，我是刚测的数据。测时发觉，初次级间不加铜皮屏蔽漏感小。这应是正常的吧C也可能是漏感加大的原因，加了屏蔽后尖峰反而大了。5 .初次级间不加铜皮屏蔽漏感小，是正常的。所谓漏感是通过本线圈的磁力线没方完全通过另一线圈所产生的，增加铜皮屏蔽，相当于线圈之间的耦合难度增大，故漏感增大，分布电容削减C想削
14、减尖峰，最好的方法是削减变压器漏感，其次是在MoS管漏极加磁珠，这样都会削减损耗，还有就是无损汲取，最终就是用RCD这种有损汲取的方式。6 .是的,铜箔不是磁性材料,它只对电场起作用,对磁场而旨,它和绝缘材料差不多网上方人这样讲:red的re时间常数必需长于开关周期，也就是re震荡频率要小于开关频率，这样子防止在管子未开通前放电完毕而导致二极管再次开通，造成系统的震荡.本人细致分析了一下,这样讲有肯定的道理，但开关电源设计指南P126里讲RC时间常数等于第一个尖峰和其次个尖峰时间的3倍就够了,这个我认为有点错，因为力.人讲振荡频率是指笫一个脉冲以后的，从图上看基本差不多，第一个脉冲是湍感往C里
15、面充电的过程，然后依据回复时间D布一个关断过程，当然认为是一个振荡也可以，只是时间和后面的振荡相比就太长了。所以一般认为一两个脉冲之后的才算振荡（前几个脉冲由F单向导电也不象正旋波），因为后面的振荡和RC基本无关了，只有第一个尖峰脉冲的能用俄汲取,后面的脉冲电压都达不到汲取的门槛电平,所以是在自己震荡,与RC无关了.只有第一个尖峰脉冲的能用被汲取,后面的脉冲电压都达不到汲取的门槛电毛所以是在自己罐蓄（本人认为是温感和分布电容），与RC无关了.假如RC时间常数太小了,在截止时间内C的电放完了,那反激电压岂不是又要向C充电而形成振荡？本人认为至少要大于开关管截止时间.这是电源网上另一个人讲的：RC
16、D是给变压器漏感供应泻放回路的。反激变换同正激有所不同，反激变压器可以看作是一个耨合电感，所以不像正激一样有磁芯复位的要求。但是，由于反激变压器大都开了气隙，所以漏感比较大，漏感能肽也比较大须要一个泻放的通路。上面接法的RCD的作用就是当开关管关断时漏感电流通过D对C充电，由于C的存在形成1.C谐振。一般来讲是须要限制这个谐振电压的峰值的,应当是输入直流电压最大值+次级按变比折算过来的反射电压+1.C谐振峰值电压MOS的额定电压。R的作用是降低1.C的Q值，使震荡衰减。一般限制1.C频率在开关频率三倍以匕这不是肯定。频率越高则电容越小，但是谐振峰值大，频率低了谐振的时间就比较长，影响能量传递。R大了衰减的比较慢，增加管子的损耗和干扰（谐振能量）。小了则增加损耗降低效率。
