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1、摘要随着电力电子器件的迅速发展，PWM逆变器越来越广泛的应用在交流变频调速系统、中频电源及其他各种电力电子装置中得到了，它所产生的谐波对外界的危害亦日益严重。本文主要研究单相SPWM逆变器输出电压谐波及抑制谐波的方法并为单相单极性倍频SPWM逆变器设计合适的漉波器。首先，根据SPWM原理和傅里叶级数理论，建立了SPWM逆变器输出电压的数学模型，分析SPWM逆变涔输出电压和谐波的特点。然后，研究在三种不同载波控制方式卜的输出电压中所含的蒂波特点。其次选择可以有效抑制单相SPWM逆变器输出电压谐波的方法。最后针对单相单极性倍频SPWM逆变器设计一个合适它的浊波器。研究表明，不同在载波控制方式、载波
2、比、调制比这些因素都影响着单相SPWM逆变粉输出电压的谐波含肘:及分布：选择合适的载波比和注入适量的谐波这两方法都可以不同程度上抑制输出电压的谐波，但这两种方法都有一定的局限性：利用巴特沃思型流波器参数设计可以很好的滤除单极性倍频SPWM逆变器输出电压中的高次谐波，使输出电压波形平滑且很接近正弦波。关键词：谐波分析，谐波抑制，滤波器第1章前言由于市电电网和负载的复杂性，例如电W容量不足，输变电和各种配电设备的性能和顺量问题，各种用电设备配置不合理或相互影响，电力电子变流器的广泛使用和各类非线性负数的迅速增加，不仅导致了市电电压不稔定，而且也引起了电网谐波严重污染，电能质量不断恶化。1.1 研究
3、背景1.1.1 PWM技术脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，其根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持定，是利用微处理器的数字信号对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。PWM控制技术以其控制简单，灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM控制技术发展的主要方向之一。随着电子技术的发展,出现了多种PwM技术,其中包括：相电压
4、控制PWM、脉宽PWM法、随机PWM、正弦PWM法、线电压控制PWM等，而在慑氢电池智能充电器中采用的脉宽PWM法，它是把每一-脉冲宽度均相等的脉冲列作为PWM波形，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化.可以通过调整PWM的周期、PWM的占空比而达到控制充电电流的目的。随着逆变器在交流转动、UPS电源和有源流波器中等的广泛应用，以及高速金控开关器件的大量出现，PWM技术已成为逆变技术的核心，因为受到人们的高度重视，尤共是近几年，微处理器应用与PWM技术和实现数字画控制之后，更是花样翻新，到目前为止仍有新的PWM方式在不断出现。1
5、.1.2 PWV逆变器及其应用随着微电子学、电力电子技术、自动控制理论等相关学科的发展，采用脉冲宽度调制技术的逆变器已经作为现代电力电子技术中最基本装置之一.因为其优良的性能使得PWM技术成为了逆变器的主要控制技术并且得到了广泛的应用。在交流变频调速系统、不间断点与UPS、中频电源、高性能交流稳压电源、储能利用等的领域都广泛的采用了PWM逆变器.不急如此PWM逆变器还应用在高压直流输电的用电段、特种电源等电力电子装四中。技术在这种加工将起到重要作用。今后，随若工业和科学技术的发展，用户对电能质量的要求将越来越右，包括市电电网在内的所有原始电能的质量:可能满足不了用户的要求，必须经过加工后才能使
6、用，而PWM逆变器113谐波的危害PWM逆变器的广泛应用不仅可以提高了电力电/装置效率和可苑性同时还可以减小电力电子装置体积和重量、节省材料、降低成本等。其次也为机电体化、智能化美定了重要的基础。但是不能忽略的是因为PWM逆变港广泛的应用，将电力电子装设变成为最大的干扰源，由于诸多方面的限制使得PWM逆变器输出电压、电流波形中含有较高谐波分量，主要是由各种电力电子装置、变压器等产生的，由此带来的谐波污染问题日渐加重.总的概括起来,其主要有以下几方面：1 .对槎转电机（发电机和电动机）产生转矩脉动、附加功耗（铜损和铁）并导致发热，还可能引起振动乃至谐振。还有可能产生电磁噪音从而污染环境。2 .对
7、电容负毂引起谐振和谐波电流的放大，从而导致电容器因过负荷或过电压而损坏.谐波对电力电缆也会造成过负荷或过电压而击穿3 .加变压器负载的损耗，特别是当发生并联谐振和并联谐振，从而使谐波放大时，会使损耗大大增加，甚至引起严重事故。4 .造成继电保护和自动控制装置误动作，并使电气测址仪表计量不准确.5 .谐波所产生的电磁干扰（EMI）会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质圾：困者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。1.1研究意义因为谐波有着很多危害，而当今社会又倡导着“绿色化”，所以如何能更好的抑制电力电r装置的谐波已成为迫在眉睫的问题.更是未来社会不可避免要面对的显示，所以如何减小
8、逆变器输出谐波也是当今科学家主要关注的问题:所以必须对各种PwM技术的逆变器进行输出谐波抑分析、对比，再次此基础上找到抑制其谐波的方法同时还要对各抑制谐波技术进行深入研究，找到最合适的方法使各种PWM逆变器所产生谐波减小，这样就可以令用电设备获得高顺量的正弦波。因此，本课题的研究将对我国未来节能供电、高质量供电、高性能供电技术的发展有定的积极作用，能够实现高效、低污染地利用电能.第2章单相SPWM逆变器输出电压谐波分析2.1谐波分析的必要性因为PWM技术是根据面积相等的原则产生的，所以采样定理中有个十分求要结论：冲房相等而形状不同的窄脉冲加在有惯性的环节上时，其效果基本相同，是指环节输出响应波
9、形基本相同。设想把各响应波形经过傅立叶变换分析后，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。通过这个结论可以得出，经过调制以后的波形与原来的正弦波是基本相同，而不是完全相同。因为技术中采用了载波对正弦信号进行调制，也产生了和我波有关的谐波分量。这些谐波分量的频率和幅值是衡量PWM逆变电路的重要指标之一。因此有必要对PWM波形进行谐波分析，下面就对单相SPWM逆变器输出电压进行谐波分析。2. 2单极性SPWM逆变器输出电压谐波分析2.1.1 MAT1.ABZsimu1.ink建模仿真在果用单极性控制方式时.，在信号波的个周期内，输出的PWM波TEd两种电平和零电平在调制信号U和载波信号U产生交点的
10、时候控制各开关器件的通断。花U的正半周，VI保持通态，V2保持断态，当gt时，V4导通，V3关断，U)=Rt当u1u时使V4关断，V3导通，U0=0。在Iir的负半周，VI保持断态，V2保持通态，当u0时使V3导通，V4关断，的;Ed;当61时，使V3关断，V4导通，UOR.这样就得到了单极性SPWM波形。负我电压可得到E和王4和零电平。在U的半个周期内三角波载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化，所得到的PWM波形也只在单个极性范圉内变化的控制方式称为雎极性PWM控制方式9。图2-1PWM逆变电路图2-2单-极件PWM控制方式波形本文PWMW）制电路是采用两相询制信号（互为反相）与载波比较
11、得到四路（含互补）控制信号，控制四个功率器件的通断，这也是一种单相单极性控制方式，它在MAT1.AB0MU1.INK卜SPwM波形产生原理图如图图2-3mat1.ab/simu1.ink下单极性SPWM波形调制电路蚂理图选择正选调制频率50Hz.三角载波频率IKHZ.经过调制以后逆变桥输出的四个PWM踪冲如图从上图中可以得出脉冲的值为“1”时代表其此时控制的功率管导通，为“0”时代表其此汁控制的功率管关断，PWMI和PwM2互补对称，PWM3和IPWM44补对称。根据以上所提供的数据，其载波比为N=20,也就是说，在一个周制波周期内有20个PWM脉冲，其脉冲宽度根据可计算出来。此时无死区设置.
12、属理想状态。此时，逆变器不带泄波器和负载时的电压输出和电流输出图2-5电极性SPWM逆变器未滤波输出电压及电流从图中可以看出,未滤波以前逆变器的输出电压为一系列的矩形脉冲，幡值宽度按相应的正弦波规律变化，而且有Ed、-Ed和0三种电平，随着正弦波的正负半周交杵变化。2.1.2 输出电压的谐波分析实验取1、调制深度m=05,基波频率为50Hz,载波频率为100oHZ(N=20);2、调制深度m=0.5,基波频率为50Hz.载波频率为1750HZ(N=35);3、调制深度m=09基波频率为50Hz,载波频率为1750HN=35)4、调制深度m=1.基波频率为50Hz,载波频率为100OHZ(N=2
13、0);5、调制深度m=1.,基波频率为50HZ战波频率为1750H*N=35);四种情况进行仿真。仿真时间定位0.06$,在p。WCrgui中设置为离散仿真模式，采样时间为IOT运行后可以得到仿真结:PT三i1.1.三1.1.图2-6当M=O.5,N=2O时单板性SPWM逆变器输出电乐嫌谓图Fund三oata1.(5W4z)=349.HD=I2435%IO三一三Fne(三r图2-7%MOsN=35时冷极性SPWM逆变器输出电压频谱图H4TanatyaFnda11rta1.(60Hz)=268.8,THO-66.09%Fraubney(Ha)Ji1.图2-8当M=O9,N35时单极性SPWM逆变
14、器输出电压频谱图g2-9M=1.,N=20时电极性SPWM逆变器输出电压领谐图一IHnnFundamCn闾(50Hz)3(X)2.THO-2.11%图2-IO当M=I.N=35时单极性SPWMig变器输出电压频图通过以上四种情况的FFT分析，当M=O.5和N=20的时候值得考虑的最低次谐波为17次，幅值为基波的8.90%。最高次谐波为21次和23次，幅值为基波的72%左右。其中含有第17、19、21、23、35、37、39等奇数次谐波,幅值都较大。同样当M=O.5和N=35时,值得考虑的最低次谐波为32次，幅值为基波的&53%。最高次谐波为34次和36次，幅值为基波的72.58%。其中含有第3
15、2、34、36、38、67、69等次谐波的。随之调制深度M的增）3谐波的幅值都减小。但是当M=I的时候，N=20和N=35的值得考虑的最低次谐波分别为15次和30次，而最高次谐波分别是17次、23次和32次、38次。但是谐波的相对幅值却减少了。而且在开关频率（载波频率）为100oHz、175（）HZ时分别不含有15次谐波、35次谐波。综上所述，可以到逆变器输出电压波形中含仃载波频率的整数倍及其附近的谐波：当调制深度Mu时，给V1.和V4一个寻通信号，同时给V2和V3一个关断信号，如果这时i。,那么叫和V4导通，若i0O,则VD2和VD3导通，不管哪种情况都是输出电压UO=-Ed9。QO15Q屹
16、QQ25QgQ(QSONQ060050055006to图2-I1.双板性PWM控制方式波形它在MAT1.AB.SIMUUNK下SPWM波形产生原理图如图图2-12MAT1.AByS1.MU1.INKF双极性SPWM控制方式调制电路原理图选择正选调制频50Hz.三角载波频率IKHZ.经过调制以后逆变桥输出的四个PWM脉冲如图.Ef洲画三W皿皿r11ff1.ff1.,SI11.曲阳皿珊印聊RmmI岬皿m三则Jfvt三f三三iw三三,W1.mi1.三三三1三三WBW)H0(DIMCBQK图2-13四个逆变桥输出电压同上一节一样输出脉冲的值为“1”时代表其此时控制的功率管导通，为“0”时代表其此时控制
17、的功率管关断。PWMI和PWM2互补对称，PWM3和PWM4互补对称。根据以上所提供的数据，其战波比为N=20。也就是说，在一个调制波周期内有20个PWM咏冲，其脉冲宽度根据可计算出来。此时无死区设置，属理想状态。此时，逆变器不带浓波粉和负载时的电压输出和电澈ft出。图2-M双极性SPWM未泄波怆出电压、电流波形图从图中可以看出，未滤波以前逆变器的输出电压为系列的矩形脉冲，幡值宽度按相应的正弦波规律变化，而且只有Ed、-Ed两种电平，随着正弦波的正负半周交杵变化。输出电压的波形与单极性控制方式下输出波形仃着明显的不同，而且从上图可以发现输出电流的波形明显不如单极性控制卜的电流输出波形。2.3.
18、2输出电压的谐波分析实验取I、调制深度m=05,基波顼率为50Hz,载波频率为100OHz(N=20);2、周制深度m=05.基波频率为50HZ散波频率为1750H(N=35);3、周制深度m=09基波频率为50Hz,载波频率为1750HZ(N=35):4、调制深度m=1.,基波频率为50HZ我波频率为100OHZ(N=20);5、调制深度m=1.,基波频率为50Hz.我波频率为1750HZ(N=35);四种情况进行仿真。仿真时间定位0.06$.在PoWCrgUi中设置为离散仿真模式，照样时间为10-$,运行后可以得到仿真结图215当M=O5N=2O时以极件SPWM逆变摩输出电乐颇谐图FQT图
19、2-16当M=05N=35时双极性SPWM逆变器输出电压频谙图HrTmjTrne.)0n1S51FEEM6H，C?IaHD-II9,(%图2T7iM=09N=35时双极性SpWM逆变器输出电压频诂图1.J1.1.1.FfrqgKNH)rtt*y*HjrdmciiWI=3(D.I.THD=99.7TO60*a1.w31.cI=SS图278当M=IN=20时双极性SPWM逆变器输出电压频谱图-FFTnnu1.ymsFuuhnu1.U1.5(H-W.7THD-101.413X0IoCw2观察上面在五种不同情况下的双极性SPWM控制方式下输出电压的谐波分析，可以看到在N=20的时候,存在第18、20、
20、22、37、39、41、43、58、62等谐波：但是当N=35的时候，只存在奇数次谐波含量.当M=O.5和M=O.9、M=I,N=35时,输出电压频谱图中值得考虑的最低次谐波都是33次谐波，但是随着我波比的增加，最低次谐波帕值也在增加：场高次谐波都是35次谐波，但是谐波幅值呈递减状态。当N=20H、h值得考虑的最低次谐波是18次谐波，最高次谐波都是20次谐波。当调制深度不改变时随着载波比的增加，最高次谐波基波越来越远，同时输出的电流波形也更加接近正弦波。综上所述,可以发现双极性SPWM控制策略卜的逆变器输出电压谐波有着有单极性SPWM控制策略不同的特性。值得考虑的最低次谐波是N-2次谐波，最高
21、次谐波是N次谐波。栽波比的奇偶也影响着谐波的输出，当载波比为偶数的时候，输出电压中既含有奇数次谐波，也含有偶数次谐波，但是当载波比为奇数的时候，输出电压中只含有奇数次谐波。但是在线性调制情况下它的的谐波性要明显劣于单极性调制，值得考虑的最低次谐波也要大于单极性调制，这样在后期选择泄波瑞的时候就要选择比较大的旦能消除开关次整数倍的谐波，这是双极性控若策略的缺点。2.4单极性倍频SPWM逆变器输出电压谐波分析2.4.1MAT1.AB/Simu1.ink建模仿真倍频SPWM控制脉冲发生方法类似于双极性SPWM的模式，所不同的是其用2个极性相反的参考正弦波与双向三角形载波交截产牛.功率开关骆动信号（或
22、者极性相反的三角波与同一正弦波比较产生）。单极性倍顼调制含有2个基波,一正一负。正向基波与三角波交裁可以产生出两个开关信号，设这两个信号为u。和它的互补信号u。而反相的基波与三角载波交截也可以产生2个开关信号，设这两个信号分别为u.和它的互补信号u,。输出电压的正半周是由U和u.的与逻辑与决定的。若u、u.为高电平的时候，V1.和V4导通，则UO=u:若u。或u,其中有一个为低电平时，V2和V4或者VI和V3导通则uR.因为在正半周内，ua的高电平一直比u.的低电平宽，所以V2,V3不会同时开通，这样输出电压中可以只包含u.和0两个电平。同理，在负半周输出电压由u.和u。的与逻辑决定，所以它只
23、包含。和-U两个电平。但是因为H在一个载波周期内有两次状态变化，所以它的频率是开关管的一倍。图2-21.MT1.ARS1MUUNK下双极性SPwM波形调制电路原理图选择正选调制频50Hz.角栽波频率IKHz.经过调制以后逆变桥输出的四个PWM脉冲如图三1三1三mj三三f三UI1._1I1.-三W三1MM邮TrH岫皿啊三m三aoi102.03DMOJO50.=52.16%品W1.1.塞密FFTana1.yas1.unda11n(a1.(601.1.z-2995.THD-62.13%Pfequency(Hz),4IC*C1.ZndUfdXM图2-28当M=1.N=20时冷极性倍频SPwM逆变器输出
24、电压频谱图通过上面五幅图对单极性倍频控制方式下逆变器输出电压的ITT分析，可以看到随着载波比的不断增大，最低次谐波离基波的距离也越来越远。当N=20的时候，值得考虑的最低次谐波是37次谐波，最高次谐波是39次和M次谐波，共.幅值是基波电压的73%;当N=35的时候最低次谐波是67次谐波，最高次谐波笫69次和71次谐波，共幅值是基波电压的7界。共次在载波比不变的情况下，逐步加大调制深度。在M=O5、M=0.9,M=I的三种情况下，N=35时，THD随着调制比的增大而减小，输出电流波形也更加趋近正弦波。N=20的时候，只存在37、39、41、43、77、79、82、只等在数次谐波:N=35时同样只
25、存在67、69,71、73等令数次谐波。综上所述，通过对比不同数波比，调制比输出电压谐波分布情况，可以初步得到以下几点结论：逆变器在单极性倍频的控制方苴下输出电压的值得考虑的最低次谐波是2N-3,最高次谐波是NJ次和N+1次谐波：无论我波比N是偶数还是奇数，输出电压中只含有奇数次谐波：随着载波比和调制波的增加，THD逐渐减小，输出的电流波形更加趋近于正弦波。染极性倍频这种调制方式的输出谐波性能相当于两倍载波频率的单相单极性SPWM,但是开关管的频率并不加倍，因此开关管的损耗并没有增加；在相同的情况下共比单极性、双极性控制策略谐波抑制能力都养强“它仅仅作了很简单的改进但是可实现了大幅度提升性能，
26、所以说单极性倍频控制方式是一种具有实用价值的技术。2. 5本章小结本章结合MAT1.AB/Simu1.ink软件，建立J三种不同载波控制方式下单相SPWM逆变电路模型，具体分析单极性、双极性、单极性倍频控制策略的输出电压谐波特性。通过仿真研窕可以发现在不同载波控制方式下输出电压的谐波含量和分布是略有不同的，总结来说单极性倍频的控制策略要明显优干单极性和双极性控制策略.而不同的我波比和调制比都会影响着SPWN逆变器输出电压的谐波含限和分布。随着载波比和调制比的增大，输出电压的THD值随着减小。这个研究发现可以利用到下一章谐波抑制方法中，用合适的载波比来抑制输出电压中的谐波含量。第獐SPWM逆变器
27、谐波抑制方法研究从上一章的研究可以发现在无论在那种载波控制方式卜.，单相SPWM逆变器输出电压中总是含有一定比例的谐波，井R输出电压都不是呈现出正弦波。所以本章专门针对SPWM逆变器输出电压的谐波进行了抑制方法的研窕.通常来说对逆变器输出电压中的谐波抑制有五种方法：改变载波比法、注入适当的谐波法、特定谐波消除法、抑制谐波的趋近采样法和低通波波器法“本文从实际工程角度出发主要研究了改变载波比法、注入适当谐波法和低通浊波器法这三种方法，看它们是否可以有效的抑制单相SPwM逆变器的输出电压中的谐波.2.1 改变载波比法2.1.1 理论基础通过单相SpWM逆变沿怆出电压的谐波分析可以得到输出电压谐波般
28、分布在载波的整数倍周围,即载波频率的大小影响若单相SPWM逆变器输出电压谐波.所以为r消除输出电压的低次和某些奇次谐波,必须要选择合适的载波频率，即我波比。并且选择的我波频率越高，单相SPWM逆变器输出电压的主要谐波也会分布花较嘉的频率波段.所需的滤波器的体枳就越小。通常选择载波频率时总是要求载波比为整数，并能抑制3的整数倍次谐波。一般来说，对于特大功率的逆变沿，由于大功率开关性能较差，并且多数情况工作在硬性开关状态，为了得到较高的逆变效率应选在N90对于大中功率无死区的逆变器,开关器件的性能较好些，而且缓冲电路或者软开关工作方式对开关工程的改善逆变效率下降的不是很多，所以可以选取9N2.,对
29、于中小功率无死区的逆变器,开关性能好，由于缓冲电路过软开关工作方式,开关损耗应该小一些，可以选取N21.特别是工作在软开关状态卜的小功率UPS,可以选取NNIO0,是逆变器的开关颇率增加到20KHZ以上e这样，如不考虑减小环流或短路电流4波器的参数更会变得很小，有时只要用很小的电容就可以很有效的过流掉高次谐波。当开关频率增加到20KHZ以上以后,又消除逆变器的可闻噪音。若选取的栽波比很大的时候，效波比选取的是奇数还是偶数影响就不是很大了，所以可以随便选择.这时可以选择同步调制也可以选择异步调制。还有一种情况就是N的数值取得较小时，比如N21时，会使输出的频率和边频谐波频率很接近,从而产生跳动，
30、就公使特性显著变坏导致不能使用.但在实际情况中实现选定的载波频率时，无论采用任何电路，总会有产牛.一定的不打避免的误差，这样就会使SPWM的载波比既不是整数，也不是3的倍数，导致实现SPWM的同步调制困难，输出电压电流中出现偶次谐波.防止以上情况的出现，尽可能减小载波频误差,可在SPWM的实现中强行使载波和正弦调波问步,使载波频率精确实现。还有不可忽视的一点就是在提高我波领率消除逆变器的低次谐波然小电机的谐波损耗的同时也会使逆变器开关损耗大幅增加。2.1.2 仿真结果因为在本文中单相SPwM逆变器采用的是双极性控制策略，通过上一节分析可知在双极性控制策珞下毂波比为有数的时候不含有偶次谐波，所以
31、我波比选为奇整数.通过查找资料可以知道中小型功率逆变器中，SPWM的我波一般选取在300OHZ左右为宣，而且THD最好小于3%“为了克服上述熠加栽波比的弊端，同时减小单相SPWM输出电压的谐波。综合各种因素，本文的单相SPWM逆变器选取载波频率为2850Hz,即载波比N-57,下面利用MAT1.AB来验证结果：当N=57M=0.9时通过FFr分析，可以得出电压波形的THD值093-1当N=57未加港波电路输出电压出谙图为了更好观察输出电压波形，仿其中加入了波波电路.IOTW-14%WWaSWF5ojcseonwnon5nsw。必图3TJk3=0.2的正弦调制波FFTEyTFundunu1.(1
32、.1.z)270.7THD-120WS%IJ1.1.JI1.I1.j,1111hI.说20O(ISttt1(11)00XW29MOO360)FrNKfKyH)图3T0当心=0.2时纹电压的频谱umM2UOXs(Mnirwsmsomottwom图3T11=03的正弦调制波叵PUU.J后OJ；(Mft)muCUn5(MM(UMSCm图313k3=0.5的正弦调制波FUMamerna1.(6OHz-THD纥小、V三图314当k3=0.5时线电压的频谱-r-三0S图3-16当F=0.8时线电压的频谱上面在不同情况下逆变罂输出电下的THD,可以发现在为0.可0.2和0.5的时候逆变器输出线电压THD都耍
33、比没有注入谐波时THD=I22.36%要小,但是在卜3等0.3和0.8的时候逆变器输出线电压的THD要比未注入谐波时大，尤其是在1.等于08的时候输出线电压THD高达134.60%o这就说明三次谐波分院的注入并不是越多越好，更加不能随便一个数值，而是要根据具体的电路结构和载波频率来选择为一个比较合适的值。所以在某种意义上,可以认为注入3次谐波分量的SPwM逆变器输出电压中的谐波含量有所减小，从而在一定程度上改善了逆变器的输出电压特性。从上面的仿真结果来看本文比较理想k3的值为0.2。此方法一般使用在三相逆变器带动异步电动机中，而且当运用在三相电路中的效果要比运用到单相逆变器电路中效果更好，可以
34、更好的灌除3的倍数次谐波“而利用在单相逆变电路中会有很多的局限性,在仿真中可以发现当载波大于300OHZ的时候抑制谐波和滤除3的倍数次谐波的效果不是很理想，但是此方运用在单相逆变器中不仅仅可以抑制交流电动机的芾波还可以抑制电阻性负载的谐波这一点就有别于三相SPWM逆变器。由于本次论文主要研究单相SPWN，陋变器所以未对三HJSPWM变器作深入研究。3.3低通滤波器法该法是通过在SPWM逆变器输出侧与电动机输入侧之间加装低通灌波器来抑制逆变电路输出的高次谐波。通过分析谐波频谱可知，有用的基波分量大都在50HZ左右，主要次谐波在载波比及其整数倍为中心附近，并且其频率比基波频率高很多。由于有这种规律
35、,可采用低通泄波器达到消除高次谐波目的。本次论文因为时间关系就只针对单极性倍控制方式的逆变涔设计个沈波器。首先根据消谐控制的特点，简单的二阶1.Y低通泄波器就能满足要求理想的二阶低通滤波电路图如下图所示OO图317谑波电路它的传递函数应为而MSF(3-2)其中公式中的MS)和Ib(三)分别为消波器口城入电压而输出I也压：S为复频率：，为阻尼系数；固有角频率o4JIC为实现滤波器输出电压能接近正弦波同时又不会造成谐振，就要令1.C港波洪的祓止须率必须要远远小于SPWM电压中含有的最低次谐波的频率同时还要满足远远大于调制波频率，通过查阅资料,一般都推荐PwM逆变器中的1.e被止频率的选择堆好要湎足
36、以下的条件10f,fbf./10far(min3)上式中：f为调制波频率；f为载波频率；为最低次谐波频率min)3.3.1巴特沃思型滤波器参数设计1.C泄波器的谐振频率是由1.和C的乘积所决定的。一般选择流波器的类型要根据泄波器袁战特性从而选择泄波涔的参数。诸如：巴特沃思型泄波俄或切比雪夫型泄波器、贝寤尔型灌波器等。因为巴特沃思型滤波器是所有灌波涔中具有最大平坦咱应的，并且实际测试特性与仿真的结果较为接近，因此本次论文将推荐采用巴特沃斯型二阶低通谑波器来滤除生极性倍频中的高次谐波。巴特沃思型滋波器的衰诚量计算公式由巴特沃思函数所确定：=,o,g,+(三)”上式中：f为滤波器的裁止频率；n为滤波
37、器的阶数：f为频率变量。通过匕式可以知道,巴特沃斯型低通滤波器的的截止频率刚好位于-3dB哀减点上,归一化巴特沃思型滤波器参数计算按照下式进行：1.1=2sin11(2-1.)2(3-5)上式中：n为灌波器的阶数.它是电容和电感兀件个数的和，列如当n=2时，就表示电路中含有一个电容和个电感，即k=1.:n(2k-D2n是用弧度来表示的。所以根据上式可以得到归一化的1.=1.41421H,C-1.1142IFo在这里所提到的归一化就是指把需要设计的滤波涔性能指标到角频率为Irad凤也就是截止频率是211时的基准漉波器的性能指标。并且基准滤波器的特性阻抗R=1.C=12.0二阶造波器的网络图是一个
38、二端口网络，该网络运行最好是在输入阻抗Z。、输入阻抗ZCZ均等于电阻匹配时.即w=)时,Z=Zc2=R=R1.=R2时，浊波潞在通带内衰耗真正为零,其中R1.为W=O时的负我阻抗。,般情况下选R=(O5()8)R1.4情况下设计的，因此选R=R1.=R。归一化的巴特沃思型二阶滤波器相应参数计算步骤如下：待设计滤波器的极H.顿率=居准渔波的极止频率一设计滤波器的卦忧阻抗(一-准波瑞的特征阻抗海波器的电感为.1.41421八1.=QHv滤波器的电容为1.41421HXQ3.3.2设计实例本论文针对单相SPWM逆变器进行混波器参数设计.逆输出电压U(,=300V;容量IKVA,纯电阻负载：输出基波频率f为50Hz;战波频率f为6(M)()Hz;调制比M为0.9,;采用单极性倍频控制策略.根据公式18选取的截止频率为:fo=0.1f=600Hz(2N-3)ffo=600Hz(2N-3)
