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1、应用高频单片开关芯片设计多组开关稳压电源1、 性能优异为便携式设备选择拓宽了新途径多年来,为设计多组开关稳压电源选择性能价格比较高的电源控制芯片,一直是制造业心想事成的问题,这是因为电源控制芯片不是引脚多调试繁多,就是引脚少了功能不理想。而TOPSwitchlI单片开关电源是美国PI公司较新推出的高频开关电源芯片,它能将开关电源所必需的具有高压N沟道功率MOS场效应管、电压型PWM控制器、100kHz高频振荡器、高压启动偏置电路、基准电压、用于环路补偿的并联偏置调整器、误差放大器和故障保护功能块等全部集成在一起,是属引脚少功能强向的高频开关电源芯片。它可广泛用于仪器仪表、笔记本电脑、VCD和D
2、VD、电池充电器、功率放大器等领域,用它构成的开关电源具有重量轻、体积小、效率高、稳压围宽等优点,在电子电气、控制、计算机等许多领域的电子设备中得到了广泛的使用。为此本文将介绍应用TOP222Y高频单片开关电源控制芯片为核心的多组开关稳压电源设计方案。2、多组开关电源设计方案2.1以TOP222Y高频单片开关电源控制芯片为核心的电源组成图,见图1所示。TOP222Y为DC/DC变换器,其芯片引脚3、2、1分别与高频变压器输入及初级、输出次级及地、输出反馈等相连接。2.2电源电路拓扑为单端反激式该电源电路拓扑为单端反激式,反激式则是指当功率开关管MOSFET导通时,就将电能储存在高频变压器的初级
3、线圈上；当MOSFET关断时,向次级输出电能。由于开关频率高达100KHz,使得高频变压器能够快速储存、释放能量,经高频整流滤波后即可获得连续输出。2.3电源单级滤波器作用220V交流进线端接入电磁滤波器,为了减少体积和降低成本,单片开关电源一般采用简易式单级滤波器。L1用来滤除共模干扰,C1、C2用来滤除串模干扰。电源滤波器的作用：一方面是滤除由电网传来的杂波电压,净化输入电源,另一方面也阻止高频开关电源的振荡电压窜入电网干扰其它电器。2.4整流与DC/DC变换器市电经整流和电容滤波后,变成308V的直流电压供给TOP222Y器件,TOP222Y构成DC/DC变换器,它将输入的直流高压变成脉
4、宽可调的高频脉冲电压,经高频变压器降压后再进行半波整流和滤波,变成所需要的直流电压输出。2.5瞬态电压抑制电路阻塞二极管D6与瞬态电压抑制器D5组成吸收电路,吸收功率器件在关断过程中由于变压器漏感产生的尖峰电压,当TOP222Y功率管导通时初极变压器的电压极性为上端为正,下端为负,使D6截止,钳位电路不起作用。在MOSFET截止的瞬间,初极变压器变成下端为正,上端为负,此时D6导通,尖峰电压就被D5吸收掉。2.6关于高频变压器与反馈稳压电路高频变压器的次级有5个绕组,其中的13.2V/300mA绕组V1为主绕组控制TOP222Y器件的脉宽,即这一组输出电压为PWM稳压,由并联可编程稳压器TL4
5、31和光电耦合器PC817及分压电阻R4、R5完成取样反馈工作。当输出们电压升高时经R4、R5分压后得到取样电压与TL431中的带隙基准电压进行比较,使TL431阴极电位下降,使流过光电二极管工作电流If增大,再通过光耦PC817使控制端电流Ic增大,TOP222Y的输出占空比减小,使们电压下降。达到稳压的目的。电阻R3为V1输出的最小负载,用于提高轻载时的电压调整率。当输出电压偏低时, R3的作用是给431提供电流偏执通路。为避免刚接通电源时输出电压产生过冲现象,TL431的阴极与阳极之间并联一只软启动电容C12。其作用分析如下：刚上电时由于C12两端的压降不能突变,使得VKA=O,TL43
6、1不工作。随着整流滤波器的输出电压逐渐升高,光耦二极管上的电流就通过R2对C12充电,使C12上的电压不断升高,TL431逐渐转入正常工作状态。输出电压在延迟时间缓慢上升,最终达到13.2V稳定值。2.7取样与反馈电阻的确定如何确定R2、R3、R4及R5的值。首先要搞清TOP管的控制特性。从TOPSwicth的技术手册可知流入控制脚C的电流Ic与占空比D成反比关系,如图2所示。可以看出Ic的电流应在2-6mA之间,PWM会线性变化,因此PC817三极管的电流Ice也应在这个围变化。而Ice是受二极管电流If控制的,R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流,假设用PC817,其CTR=Ic/
7、IF=0.8-1.6,从TL437的技术参数知,Vka在2.5V-36V变化时,阴极工作电流IKA可以在从1mA到100mA以很大围里变化。当光偶CTR取低限0.8时,此进流过光二极管的最大电流,IFMAX-=6/0.8=7.5mA,TL431阴极电压VkA=Vo-VF-2.5V,其中VF为光偶二极管的正向压降。VF典型值为1.2V。VkA=13.2-1.2-7.5R22.5VR21.3k431要求至少有1mA的工作电流,也就是R2的电流接近于零时,也要保证431有1mA,所以R3=1.2V/1mA=1.2K。R5的取值,R5的值不是任意取的,要考虑两个因素：* 431参考输入端的电流,一般此
8、电流为2A左右,为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响,一般取流过电阻R5的电流为参考段电流的100倍以上,所以此电阻要小于2.5V/200A=12.5K*待机功耗的要求,如有此要求,在满足R512.5K的情况下尽量取大值。取R5=10K。确定了上面几个关系后,那R4电阻的值就好确定了。根据TL431的性能,R4、R5、Vo、Vr有固定的关系：Vo=Vr由此可算出R4=43.k。3、开关电源电路主要参数的设计值此仅对各组输出功率之和、输出直流电压、最大占空比、初级电流有效值及峰值、初级绕组电感值旧及初次极绕组匝数等主要参数的计算作介绍。3.1本电源总输出功率为各组输出功率之和：PO=13.
9、20.3+13.20.2+280.05+213.20.1+120.006=10.71W若电源总的效率为80,则电源输入的总功率应为：Pi=PO/80=10.7I/0.8=13.4W在宽围输入电压条件下,TOP222Y的最大输出功率为15W,能够满足本电路要求。3.2根据输入交流电压确定最小直流电压、最大直流电压假定交流输入电压的围是85V-265V,输入整流桥响应时间为tc=3mS,输入滤波电容C3取22uf,则对于宽围电压输入,输入电容选取PO单位F,即对于宽围电压输入,输入电容选取Po单位F,按比例系数 F/W来选取。当输入电容取33F时,VMIN=94伏。3.3确定最大占空比反激电源的最
10、大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态,根据在稳态下,变压器的磁平衡,可以有下式：若将VOR取100V TOP漏-源电压UDS=10V则可算出DMAX=0.6反激电压VOR的选取不是任意的。对于宽围电压输入一般取135V,对于多路电源输出一般取100V。3.4计算初级电流有效值及峰值单端反激式变换器初级工作方式分为两种：连续模式和继续模式其初级绕组电流波形如图3所示。KRP为电流脉动系数,利用KRP的数值可以定量地描述开关电源的工作模式,0.4KRP1.0时处于连续模式,KRP=1时处于断续工作模式。KRP的值较小意味着更为连续的工作模式和相对较大的初级电感量,并且初级电流的峰值及有效
11、值较小,因此可用功率较小的TOPSwitch芯片。设在最大占空比时,当开关管开通时,原边电流为Ip1,当开关管关断时,原边电流上升到Ip2。若Ip1为0,则说明变换器工作于断续模式,否则工作于连续模式。由能量守恒,得出下式：1/2*DMAX*VMIN=Pi为了提高效率,降低功率损耗,减小集肤效应,我们采用连续工作模式：我们令Ip2=2Ip2这样就可以求出变换器的原边峰值电流Ip2：0.677=213.4 Ip2=0.387ATOP222Y极限电流最小值IL1MIN=0.45A,极限电流最大 值IL1MAX=0.55A 原边峰值电流Ip2必须满足: 一次绕组脉动电流 一次绕组脉动电流旧与一次绕组
12、峰值电流,Ip2的比值一次绕组有效值电流 3.5确定初级绕组电感值一次绕组电感量：3.6确定初次极绕组匝数 选择E122磁芯作为磁芯选择依据,Bm选择0.25T次级V2、V4、V5绕组匝数N2=N4=N5=N1=11匝 4、结束语由于TOP222Y高频单片开关电源控制芯片引脚少,所以该多组开关电源性能调试方便简单,故障率少可靠性高。至于高频变压器的计算是没有唯一的答案的,在计算过程中需要考虑大量相互关联的设计变量,变量取值不同,其设计的结果就会有一些差异,有时理论算出的值与实际会有差异,需通过进一步调整才能满足兴实际要求。多路输出单端反激式开关电源设计引言随着现代科技的高速发展,功率器件的不断
13、更新,PWM技术的发展日趋完善,开关电源正朝着短、小、轻、薄的方向发展。本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出ACDC开关电源的原理及设计方法。设计要求本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源,最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积,要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。考虑10W的功率以及小体积的因素,电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路、输出整流滤波电路、误差检测电路及信号传递电路等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源,其具体参数要求
14、如下：输出最大功率：10W输入交流电压：85265V输出直流电压电流：+5V,500mA；+12V,150mA；+24V,100mA纹波电压：120mV单端反激式开关电源的控制原理所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时,就将电能储存在高频变压器的初级绕组上,仅当MOSFET关断时,才向次级输送电能,由于开关频率高达100kHz,使得高频变压器能够快速存储、释放能量,经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比,以达到稳压的目的
15、。TOPSwitch-系列芯片选型及介绍TOPSwitch-系列芯片的漏极与部功率开关器件MOSFET相连,外部通过负载电感与主电源相连,在启动状态下通过部开关式高压电源提供部偏置电流,并设有电流检测。控制极用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚,与部并联稳压器连接,提供正常工作时的部偏置电流,同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极与高压功率回路的MOSFET的源极相连,兼做初级电路的公共点与参考点。部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降,控制电压的典型值为5.7 V,极限电压为9 V,控制端最大允许电流为100 mA。在设计时还对阈值电压采取了温度
16、补偿措施,以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135时,过热保护电路就输出高电平,关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式,Vc端波形也变成幅度为4.7V5.7V的锯齿波若要重新启动电路,需断电后再接通电路开关,或者将Vc降至3.3V以下,再利用上电复位电路将部触发器置零,使MOSFET恢复正常工作。采用TOPSwitch-系列设计单片开关电源时所需外接元器件少,而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少,故设计十分方便,性能稳定,性价比更高。对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知,输入电压为宽围输入,输出功率不大于10W,故选择TOP
17、222G。电路设计本开关电源的原理图如图1所示。电源主电路为反激式,C1、L1、C2,接在交流电源进线端,用于滤除电网干扰,C5接在高压和地之间,用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰,在国际标准中被称为Y电容。C1跟C5都称作安全电容,但C1专门滤除电网线之间的串模干扰,被称为X电容。为承受可能从电网线窜入的电击,可在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。鉴于在功率MOSFET关断的瞬间,高频变压器的漏感产生尖峰电压UL,另外,在原边上会产生感应反向电动势UOR,二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下,交流输入电压经整流桥整流后,其最高电压UImax=380V,
18、UL165V,UOR=135V,贝UOR+UL+UOR680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压,同时还必须在漏极增加钳位电路,用以吸收尖峰电压,保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器P6KE200,D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时,原边电压上端为正,下端为负,使得D3截止,钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间,原边电压变为下端为正,上端为负,此时D1导通,电压被限制在200V左右。输出环节设计以+5V输出环节为例,次级线圈上的高频电压经过UF5401型100V3A的超快恢复二极管D7,由于+
19、5V输出功率相对较大,于是增加了后级LC滤波器,以减少输出纹波电压。滤波电感L2选用被称作磁珠的3.3H穿心电感,可滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。对于其他两路输出,只需在输出端分别加上滤波电容。其中R3、R4分别为输出的假负载,它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。反馈环节设计反馈同路主要由PC817和TL431及若干电容、电阻构成。其中U2为TL431,它为可调试精密并联稳压器,利用电阻R5、R6分压获得基准电压值。通过调节R5、R6的值可以调节输出电压的稳压值。C8为TL431的频率补偿电容,可以提高TL43l的瞬态频率响应。C7为软启动电容,取C7=22F时可增加4ms的软启动
20、时间,在加上TOP222G本身已有的10ms软启动时间,则总共为14ms。U3为PC817型线性光耦合器,其电流传输比围为80160,能够较好地满足反馈回路的设计要求,而目前国常用的4N25、4N26属于非线性光耦合器,不宜采用。反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波,获得非隔离式+12V输出,为PC817接收管的集电极供电。由于反馈绕组输出电流较小,次级采用D4硅高速开关管1N4148。光耦PC817能将+5V输出与电网隔离,其发射极电流送至TOP222G的控制端,用来调节占空比。C3为控制端旁路电容,它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。当C3=47F时,自动重启频率为1.2Hz,即
21、每隔0.83s检测一次调节失控故障是否已经被排除,若确认已被排除,就自动重启开关电源恢复正常工作。R2为PC817中LED的外部限流电阻。实际上除了限流保护作用外,他对控制回路的增益也具有重要影响。当R2改变时,会依次影响到下列参数值：IFICDUO,也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。当输出电压UO发生波动且变化量为UO时,通过取样电阻R5、R6分压后,就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化,进而使PC817中LED的工作电流IF改变,最后通过控制端电流IC的变化量来调节占空比D,使UO产生相反的变化,从而抵消UO的波动。上述稳压过程可归
22、纳为： UO UK IF IC D UO最终使UO不变。其余各路输出未加反馈,输出电压均由高频变压器的匝数来确定。变压器设计变压器的设计是整个电源设计的关键,它的好坏直接影响电源性能。磁芯及骨架的确定由于本文选用漆包线绕制,而且EE型磁芯的价格低廉,磁损耗低且适应性强,故选择EE22,其磁芯长度A=22mm。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2,有效磁路长度1=3.96cm,磁芯等效电感AL=2.4H匝2,骨架宽度b=8.43mm。确定最大占空比Dmax根据公式：其中,UOR=135V,直流输入最小电压值UImin=90V,MOSFET的漏-源导通电压UDS=1
23、0V,代入上式得：Dmax=64.3,接近典型值67。Dmax随着输入电压的升高而减小。计算初级线圈中的电流输入电流的平均值IAVG为初级峰值电流IP为： 其中,KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值,当电压为宽围输入时,可取0.9。将Dmax=64.3代入得,IP=0.518A。 确定初级绕组电感LP其中,损耗分配系数Z=0.5,IP=0.518A,KRP=0.4,PO=10W,代入得：LP1265H。 确定绕组绕制方法并计算各绕组的匝数初级绕组的匝数NP可以通过下式计算：其中,磁芯截面积SJ=0.41cm2,磁芯最大磁通密度BM=60,IP=0.518A,LP1265H,代入可得
24、NP=26.6,实取30匝。 次级绕组采用堆叠式绕法,这也是变压器生产厂家经常采用的方法,其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数,而24V绕组中则包含了5V、12V的绕组和新增加的匝数。堆叠式绕法技术先进,不仅可以节省导线,减小线圈体积,还可以增加绕组之间的互感量,加强耦合程度。以本电源为例,当5V输出满载而12V和24V输出轻载时,由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分,因此能减小这些绕组的漏感,可以避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值,即产生所谓的峰值充电效应,从而引起输出电压不稳定。这里将5V绕组作为次级的始端。对于多输出高频变压器,各输出绕组的匝数
25、可以取相同的每伏匝数。每伏匝数nO可以由下式确定：其单位是匝VO将NS取5匝,UO1=5V,UF1=0.4V代入上式得到nO=0.925匝V。 对于24V输出,已知UO2=24V,UF2=0.4V,则该路输出绕组匝数为NS2=0.925 匝V=22.57匝,实取22匝。对于12V输出,已知UO3=12V,UF2=0.4V,则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝V =11.47匝,实取11匝。对于反馈绕组,已知UF=12V,UF3=0.7V,则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝V=11.47匝,实取11匝。确定初次级导线的径首先根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M,利用下式计算有效骨架宽
26、度bE：bE=d 将d=2,b=8.43mm,M=0代入上式可得bE=16.86mm。利用下式计算初级导线的外径DPM：DPM=bENP 将bE=16.86mm,NP=78匝代人得DPM=0.31mm,扣除漆皮厚度,裸导线径DPM=0.26mm。与直径0.26mm接近的公制线规为0.28mm,比0.26mm略粗完全可以满足要求,而0.25mm的公制线规稍细,不宜选用。而次级绕组选用与初级相同的导线,根据电流的大小,采用多股并绕的方法绕制。试验数据该开关电源的输人特性数据见表1,在u=85245V的宽围变化时,主路输出UO1=5V的电压调整率SV=0.2,输出纹波电压最大值约为67mV；辅助输出UO2=24V,输出纹波电压最大值约为98mV；辅助输出UO3=12V,输出纹波电压最大值约为84mV。
