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1、第3章 移动信道中的传播特性,3.1 无线电波传播特性 3.2 移动信道的特征 3.3 陆地移动信道的传输损耗 3.4 移动信道中的传播模型,移动信道为典型的变参信道，一般使用甚高频VHF(30 300 MHz)、特高频UHF(3003000MHz)频段，本章在阐述VHF和UHF频段电波传播特性的基础上，重点讨论陆地移动信道的特征、传播损耗的估算方法，并对其他移动信道作简单介绍。,为何较早的移动通信系统主要使用VHF和UHF频段。(1)VHFUHF频段适合于移动通信 从VHFUHF频段电波的传播特性来看，主要是在视距范围内，一般为几十公里。而大部分车辆的日常运动半径也在几十公里范围内，因此这个
2、频段适于移动通信。(2)天线长度决定于波长，这个频段信号发射和接收时，所使用的天线较短便于移动。(3)抗干扰能力强 VHFUHF频段，可以用较小的发射功率获得较好的信噪比。,3.1 VHF、UHF电波传播特性,3.1.1 电波传播方式,发射机天线发出的无线电波，可依不同的路径到达接收机，当频率f30 MHz时，典型的传播通路如图 3-1 所示。,图 3 1 典型的传播通路,3.1.2 直射波,直射波传播可按自由空间传播来考虑。所谓自由空间传播系指天线周围为无限大真空时的电波传播，它是理想传播条件。电波在自由空间传播时，其能量既不会被障碍物所吸收，也不会产生反射或散射。实际情况下，只要地面上空的
3、大气层是各向同性的均匀媒质，传播路径上没有障碍物阻挡，到达接收天线的地面反射信号场强也可以忽略不计，在这样情况下，电波可视作在自由空间传播。,即使自由空间传播，当电波经过一段路径之后，能量仍会受到衰减，这是由于辐射能量的扩散而引起的。由电磁场理论可知，若各向同性天线(亦称全向天线或无方向性天线)的辐射功率为PT瓦时，距离辐射源dm处的单位面积上的电波功率密度S为,若用天线增益为GT的方向性天线取代各向同性天线，则上述公式应改写为:,接收天线获取的电波功率等于该点的电波功率密度乘以接收天线的有效面积，即,式中，AR为接收天线的有效面积，它与接收天线增益GR满足下列关系,式中，2/4为各向同性天线
4、的有效面积。,当收、发天线增益为0dB，即当GR=GT=1时，接收天线上获得的功率为,由上式可见，自由空间传播损耗Lfs可定义为,以dB计，得,或,式中，d的单位为km，频率单位以MHz计。由此可见自由空间中电波传播损耗只与工作频率f和传播距离d有关，当f或d增大一倍时，Lfs将分别增加6dB。,(3-13),3.1.3 大气中的电波传播,在实际移动信道中，电波在底层大气中传播，底层大气并不是均匀介质，因此会产生折射及吸收现象，在VHF、UHF波段的折射现象尤为突出，它将直接影响视线传播的距离。,3.1.4 障碍物的影响与绕射损耗,图 3 3 障碍物与余隙,(a)负余隙；(b)正余隙,在实际情
5、况下，电波传播路径上存在各种障碍物，由障碍物引起的附加传播损耗称为绕射损耗。图中，x表示障碍物顶点P至直射线TR的距离，称为菲涅尔余隙。规定阻挡时余隙为负；无阻挡时余隙为正。由障碍物引起的绕射损耗与菲涅尔余隙的关系如图3-4所示。图中，纵坐标为绕射引起的附加损耗。横坐标为x/x1,其中x1是第一菲涅尔区在P点横截面的半径，它由下列关系式可求得：,(3-21),图 3 4 绕射损耗与余隙关系,当x/x10.5 时，附加损耗约为0dB，即障碍物对直射波传播基本上没有影响。为此，在选择天线高度时，根据地形尽可能使服务区内各处的菲涅尔余隙x0.5x1;当x0，即直射线低于障碍物顶点时，损耗急剧增加；当
6、x=0时，即TR直射线从障碍物顶点擦过时，附加损耗约为 6 dB。,例31设图3-3(a)所示的传播路径中，菲涅尔余隙x=-82m,d1=5km,d2=10km,工作频率为150MHz。试求出电波传播损耗。解：先由式(3-13)求出自由空间传播的损耗Lfs为,由式(3-21)求第一菲涅尔区半径x1为,由图 3-4 查得附加损耗(x/x1-1)为17dB,所以电波传播的损耗L为,3.1.5 反射波,图 3 5 反射波与直射波,由于大地和大气属于不同的介质，所以入射波会在界面上产生反射。通常，在考虑地面对电波的反射时，按平面波处理，即电波在反射点的反射角等于入射角。不同界面的反射特性用反射系数R表
7、征，它定义为反射波场强与入射波场强的比值，R可表示为,式中，|R|为反射点上反射波场强与入射波场强的振幅比，代表反射波相对于入射波的相移。,这时接收场强E可表示为,直射波与反射波的合成场强将随反射系数以及路径差的变化，而有时同相相加，有时反向抵消，这就造成了合成波衰落现象。|R|越接近于1，衰落越严重。为此，在固定地址通信中，选择站址时应力求减落地面反射，或调整天线的位置或高度，使地面反射区离开光滑界面。当然这种做法很难在移动通信中实现。,3.2 移动信道的特征,3.2.1 传播路径与信号衰落,图 3 6 移动信道的传播路径D1为地面反射波，D2为散射波，D3为直射波,移动台接收信号的场强由以
8、上三种电波矢量合成，假设反射系数R=-1(镜面反射)，则合成场强E为,式中，E0是直射波场强，是工作波长，1和2分别是地面反射波和散射波相对于直射波的衰减系数，而,在实际移动信道中，散射体很多，因此接受信号是由多个电波合成，直射波、反射波或散射波在接收地点形成干涉场，使信号产生深度且快速的衰落如下图所示,典型信号衰落特性,横坐标是时间或距离，纵坐标是信号相对电平，信号电平的变动范围为3040dB。图中，虚线表示的是信号的局部中值，含义是局部时间中（局部地点中），信号电平大于或小于它的时间各为50%。由于移动台的不断运动，电波传播路径上的地形、地物是不断变化的，因而局部中值也是不断变化的，这种造
9、成的衰落比多径效应所引起的衰落要慢的多，所以称为慢衰落。对局部中值在不同的传播环境下取平均，可得全局中值。,3.2.2 多径效应与瑞利衰落,图 3-8 移动台接收N条路径信号,到达接收端的信号是来自不同传播路径信号之和。,假设基站发射的信号为,式中，0为载波角频率，0为载波初相。经反射(或散射)到达接收天线的第i个信号为Si(t)，其振幅为i,相移为i。假设Si(t)与移动台运动方向之间的夹角为i,其多普勒频移值为,式中，v为车速，为波长，fm为i=0时的最大多普勒频移，因此S i(t)可写成,假设N个信号的幅值和到达接收天线的方位角是随机的且满足统计独立，则接收信号为,则S(t)可写成,令：
10、,多径衰落的信号包络服从瑞利分布，故把这种多径衰落称为瑞利衰落。,通过分析和大量实测表明，多径效应使接收信号包络变化接近于瑞利分布。在典型的移动信道中，衰落深度达到30dB左右，衰落速度（等于每秒钟信号包络经过中值电平次数的一半）约为3040次。,3.2.3 慢衰落特性和衰落储备,大量统计测试表明：在信号电平发生快衰落的同时，其局部中值电平还随时间、地点以及移动台速度作比较缓慢的变化，其衰落周期以秒级计，称作慢衰落或长期衰落。慢衰落近似服从对数正态分布。由于大气折射率的平缓变化，使得同一地点处所收到信号中值电平随时间作缓慢变化，这种因气象条件造成的慢衰落其变化速度更缓慢（以小时计），常可忽略。
11、,为了防止因衰落(包括快衰落和慢衰落)引起的通信中断，在信道设计中，必须使信号的电平留有足够的余量，以使中断率R小于规定指标。这种电平余量称为衰落储备。衰落储备的大小决定于地形、地物、工作频率和要求的通信可靠性指标。,3.2.4 多径时散与相关带宽,1.多径时散,多径效应在时域上会造成数字信号的波形展宽。假设基站发射一个极短的脉冲信号Si(t)=a0(t)，经过多径信道后，移动台接收信号呈现为一串脉冲，结果使脉冲宽度被展宽了。这种因多径传播造成信号时间扩散的现象，称为多径时散。,3,4,多径性质是随时间而变化的，如果进行多次发送脉冲实验，则接收脉冲序列是变化的，它包括脉冲数目N的变化、脉冲大小
12、变化及脉冲时延差的变化。,一般情况下，接收到的信号为N个不同路径传来的信号之和，即,式中，ai是第i条路径的衰减系数；i(t)为第i条路径的相对延时差。实际情况比上图要复杂的多，各个脉冲幅度是随机变化的，他们在时间上可以不相互叠加，也可以相互叠加，甚至随移动台周围散射体数目的增加，所接收到得一串离散脉冲串会变成有一定宽度的连续脉冲信号。从多径时延考虑，市区传播条件要比郊区更为恶劣。,2.相关带宽,从频域观点而言，多径时散现象将导致频率选择性衰落，即信道对不同频率成分有不同的响应。若信号带宽过大，就会引起严重失真。下图以两条射线的情况为例进行分析,为分析简便，不计信道的固定衰减，用“1”表示第一
13、条射线，信号为Si(t);用“2”表示另一条射线，其信号为rSi(t)ej(t)，这里r为一比例常数。于是，接收信号为两者之和，即,图 3-17 所示的双射线信道等效网络的传递函数为,信道的幅频特性为,(3-55),图318 双射线信道的幅频特性,由上式可见，当,时，双径信号,同相叠加，信号出现峰值；由上式可见，当,时，双径信号反相相消，信号出现谷值，幅频特性曲线如右图所示。,由图可见，其相邻两个谷点的相位差为,则,或,由此可见，两相邻场强为最小值的频率间隔是与多径时延(t)成反比的，通常称Bc为多径时散的相关带宽。若所传输的信号带宽较宽，以至与Bc可比拟时，则所传输的信号将产生明显的畸变。,
