《L6599芯片中文资料.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《L6599芯片中文资料.docx（14页珍藏版）》请在课桌文档上搜索。
1、14OUT高端门极驱动的浮地,为高端门极驱动电流供应电流返回回路，应细致布局以避开出现太大的低于地的毛刺O15HVG高端悬浮门极费动输出。该能砂供应0.3的输出电流和0.8A的灌入峥值电流阴动半桥电路的上端MOS将有一只电阻通过芯片内部连接到M艇0CT以确保在UWQ期间不悬浮驱动.16VBOOT高端门极舞动浮动电源。在16脚(Vboot)及14脚(OUT)间连接一只自举电容Cboot.被芯片内部的一个自举二极管及低端门极驱动器同步驱动.这个专利结构/换通常运用的外在二极管.3典型系统框图图2典型系统框图4电气数据4.1极限参数表2极限符号引脚值单位VBOOT16浮电源电压T-618VVoIn1
2、4浮地电压-3V-i8VdVOUT/dt14浮地电乐最大更原速度50V/nsVCC12IC电源电压(ICC25nA)自限VVPFC-STOP9极限电压(针打开)-0.3VCCVIPFJSTOP9极瞅出入电流(计低电平)自限AV1.INEmax7板跟针电压(IPlNSlmA)自限VIRFmin4极限输出电流2mA16,8模拟输入和输出-0.35V注：14、15和161即的抗静电实力(ESD)保证在900V以上,电气参数TJ-0-105oC.VCC-15V.VBOOT.15V,CHVG-C1.VG-InF;CF-470pF;RRFmin=12k：除非另有说明.表4电气参数符号测试条件n小(典型ff
3、i几大值单位IC电浓电压Vcc工作范围在有飘动信号之后8.8516VVCC(ON)开信号起先上升沿1010.711.4VVCCOFF)关信号起先下降沿7.458.158.85VHys滞后作用2.55VVzVCC钳位电压钳位电流1OeA161717.9V电源电流Istarbup后动电流在驱动信号产生之IWVCC三VCC(ON)-02V200250HAIq静态电流有驱动信号.Vstby-IV1.52mAIop工作电流有驱动信号,VSTBY=VRFmin3.55mAIq剩余相关VOS1.85V成Vdlay3.5V或VUNEV1.25V或VUNW=Vcfero300400HA窝编浮动门及驱动电源I1.
4、KBOoTVBTOTHitItS电流VBOoT=580V5HAI1.KOUTOuT针港漏电流VOUT-562V5HACOS(ON)同步自举一极管导通电阻V1.VG=High150Q过电流比较罂ItSEN输入偏置电流VtSEN-O-VlSENds-1AI1.EB1.eadingedgeblanking在VHVG和V1.VG由低到高跳变之后250nsVlSEtto变频起先上升沿“0.760.80.84V滞后作用下降沿50mVVlSENdis闭钺关断起先上升沿W1.441.51.56VTd(H-1.)延迟输出300400ns1.Ine检测Vth初始电压上升沿或下降沿1.21.251.3VIHySl电
5、流漏后VCC5V,V1.ME-0.3V121518HAVciamp钳位电平IHNE三1mA68VDlS功能图9振荡嫉率和定时参数的关系图10振荡波形的斜率及结点程度的关系Pin3hw(HzJ315V2351020RFMkC】E(V)1.CC0500200100502010图I3过流爱护延迟端输出电流图I4过流爱护延迟作用门槛RFmm=13CFAn不同的选并给出特定的RFmax,假如空我，将启用Jl水冲间歇工作模式（见“工作在空教或特别轻的负载状态”部分）.图22振荡波形和门极驱动信号的关系图22是振荡波形和门极驱动信号，以及半桥（HB中点波形之间的时序关系。留意，当三角波上升时，低端门极打开，
6、当：角波下降时，高端门极打开。这样，在启动或脉冲间歇工作状态期间，低端MoS管首先给自举电容CBOOT充电。结果，自举电容总是被充电，准备供应高端浮动驱动。事实上，RFmaX将定义1.6599在脉冲间歇工作模式卜的开关频率fmax：一旦确定了fmax,RFmaX的关系式将被确立:留意，不同于在前面的部分考虑的fma（“第7.1章：振荡器”），这里的fmax对应于个微小的负载PoutB。PoUtB将是这样：变压器的峰值电流不足够低导致可听见的噪声。然而，谐振变换器的开关频率，也取决于输入电压；假如输入电压范围很大,则对于电路图23来说，Pwb的值将有很大变更.这时，举荐运用图24的电路，符输入电
7、压信号引入到STBY脚，由于开关频率和输入电压之间剧烈的非畿性关系，,RaBA+ReiF择Ra+Rb的总值大丁大JRa使作用减到度小,对1.lNE引脚的电压（参见第7.6章:IJNE测量功能）.电路的工作状态可以描述如下：当负载减轻到P。UtB之下时，频率将试图超过最大设定值fmax,STBY用脚的电压VSTBY将低于1.25V,IC停机，两门极驱动输出为低，半桥上的两只MoS管均关闭。能量供应的中止将使电压VSTBY增加，当它超过1.3V时,IC重启。一会儿，VSTBY再降下来，IC又间歇停机.这样，IC以一个近乎恒定的频率运行于脉冲间歇工作状态。进一步减载将导致平均频率下降，直至上百加兹。
8、用时序图25说明这种工作状态，上面显示了重要的信号。在STBY端到地接一只小电容（典型位为几百PF）,有助于削减开关噪声，净化工作环境。为帮助设计师设计出节能的功率因数校正系统，在Ic工作于脉冲间歇工作状态时，允许关闭DCQC变换电路之前的PFC限制器，因此消退了这个阶段的（0.51W）的空载损耗。不考虑变换器在空载和轻载时的EMC何迤，因为EMC规程只涉及到正常负载在低频谐波上的放射.要这样，IC供应了第9脚（PFC_STOP）：它是一个集电极开路输出，正常时为开放，脉冲间歇工作期间为低电平。该引脚外接PFC限制器，如图26所示.当1.6599在低电压闭锁（UV1.O）时保持开放，让PFC限
9、制器首先起先工作.7.3软启动一般来说，软启动的目的是：在启动过程中使变换滞的功率渐渐增加，以便消退过大的开机涌流。启动时，变换器的开关频率从一个启动极限频率逐步降低，直到被限制回路接管（反馈信号起作用）。1.6599的软启动可以简洁地由从4脚（RFmin）到地之间接入的一个R-C【可路来实现（见图27）.图27软后动电路般初，电容CSS处于完全放电状态，光耦中的光电晶体管截止（只要输出电压不是距离调控值太远，因为在启动完成之I1.,出电压总是低于给定电压：，因此，电阻RSS及RFmin是并联关系，启动频率取决TRSSllRFmin：3CFR（Fmt11Rss电容CSS逐步被充电到基准电压值（
10、2V）,流过电阻RSS中的电流便为零，这个过程通常要持续RSS-CSS的5个时间常数（即5RssCss）。启动完成之前，输出电压的反馈信号总是紧挨若调控值，因此，它聘确定光耦的光电三极管导通时的工作频率。在这个频率扫描变更期间，CSS的充电电压是按指数变更的，更准确地说，它最初变更得很快，但随后越来越慢。这个频率的非线性变更，使得变换器能第很快地到达谐振频率（见图28）。结果,平均输入电流将平稳地增加，和线性频率扫描一样没有尖峰产生，并且，输出电压的谢整几乎不会过调。般RSS和CSS依据以下关系式选择：这里给出的fstart至少是fmin的4倍。CSS确认的标准完全是由阅历而来的,是在软启动和
11、有效地过流爱护（OCP）之间折衷的（见卜.一节）。可在时序图31上查阅软启动阶段的些重要的信息。图28谐振半桥的功率一切率曲线7.4 电流检测，过流爱护和过载爱护谐振半桥从本痂上讲是电压模式限制：因此一个输入电流的检测只是为广过电潦爱护（OCP）。不同于PWM限制器,能量传输是由主开关（或开关罂件）的占空比来限制的，谐振半桥的占空比是固定的，能量传输是由开关频率来限制的,这个限流的方法被实现的效果。PWM限制器的限流是当检测到电流超过设定的限流值时关闭开关（对于逐周限流模式），对于谐振半桥，这时，它必需首先提高振荡频率，而不行能快速关断：它至少要看下一个周期频率的变更。这意味着用变更频率的变更
12、来限制传输能量的变更太慢，反过来，逐周限制是不行行的，因此，主电流信号反馈必需测平均值.当然，测量平均值所用的时间不能太长，以致于不能将电流限制到最大值之下。在图29和图30中给出了两种测量电流的方法。图29的电路简洁,但测量电阻RS上的功耗不行以忽视，对效率有害：图30的电路比较困难，但功耗小，效率高，经常被举荐运用。图30运用电容分流的无损电流检测方法电流检测通过6脚（ISEN）输入，是一个成熟的过电流管理系统。ISEN引脚内部连接到只参考电压为0.8V的比较器的输入端，和另一只参考电压为1.5V的比较器的输入端。在图29和图30中，假如检测信号的电压达到68V,则造成内部开关启动使得启动
13、电容涔CSS放电（参见第7,3章：软启动），导致振荡器的工作频率快速增加，从而限制能址的传输。接者放电，直到ISEN脚的电压下降50mV；用一个平均时间在10/fmin范围内的时间常数，确保频率的有效上Jh这样做的效果，导致在输出短路时，主回路的峰值电流几乎是个恒定值。正常时，ISEN脚的电压可能在0.8V之上：但当电压达到1.5V时，其次只比较器被触发，1.6599将停机，并且闭锁门极抠动输出，和卜拉PFC_STOP引脚电平为低，因此关闭整个单元。在这种状况下，必需下拉IC的电湖电压到UV1.o门限之下，才能够更新启动。这样的事务或许会发生，假如启动电容CSS太大导致其放电速度不足够快，或者
14、变压罂磁饱和，或者次级整流器短路。在图29所示的电路中，电阻RS串联在低端MOS管的源极，留意其及谐振电容的特别连接。这样，在低端MOS管被关断之后，.I：.RS上的压降及流经高端MOS管的电流有关，.假设RC滤波器的时间常数至少是最小开关频率fmin的10倍，则RS的值可近似用如下阅历公式来计匏：RS=vsPfcxr50.84SICfPkXICrPkX*Crpkx这里的ICrPkX是流经谐振电容港和变压黯一次绕组的最大预期峰值电流，及最大负栽和最低输入电压有关。在图30所示的电路中，可以用其次种不同的操作方法。假如电阻RA及一只小电容CA吊联（不能超过儿白pF,正好到限流峰值），电路工作象个
15、容性的分流器：CA的典型值的选择等于Cr/100或更小，这是一个低损耗类型,检测电阻RB由卜.式确定：RT-并IlCB由RBCB=IOfmin来确定。假如及电阻RA串联的电容CA并不足够小（几卜nF），电路工作状态就象一个谐振电容Cr上的纹波电压通过这个传感器，在电流变换时涉及到Cr的电抗。再一个，CA=Cr/100或更小，这次不必要一个低损耗类型，RB(RBVJTSH,对于过教和短路，持续较短的TSH时间,不会导致其它不良行为，因此,通常为系统设定的TSH时间都很短.相反地，假如TSH设定得较长，在过载或短路时，过流检测端超出过载爱护O1.P的值，变换器将被闭锁关闭，这违反了用户通过变更断续
16、工作状态占空比以实现过我和短路爱护的宗旨。这个功能由2脚(DE1.AY)对地的电容CDelay和并联电阻RDeIay来实现.当ISEN脚的电压超过0.8V时，首先启动第一只OCP比较器，除使CSS放电外，还开启内部150UA恒流源给CDelay电容充电。在过载和短路期间，OCP比较落和内部电流源被反宏地激活对CDeIay电容充电，本质上来说，平均电流是依能电流滤波电路的时间常数、CSS和谐振电路的特征：由于RDelay的放电可以被忽视，考虑到其它因素，实际的延时时间会更长。电容CDelay上的电压持续上升，直到2V为止，这个上升所持续的时间就被定义为TSH,CDelay及TSH之间没有一个简洁
17、的关系，因此实践中是通过多次试脸来确定CDeIay,CDeIay=IF,大约TSH=100mS。一旦CDeIay被充电到2V,OCP比较泯的输出迫使CSS放电为低，并且150UA的电流源接着供应充电电流，直到CDelay的电压达到3.5V这个阶段持续：tMP=10cDeiayTMP的单位是ms,CDelay的单位是uF,在这段时间里，1.6599的工作频率在起始频率fstart旁边（参见第7.3章：软启动），使谐振回路中的能量减到最小。当CDelay的电压上升到3.5V时，设备停机，并且PFjSToP引脚的输出被拉低。同样地，内部电流源关闭，CDeIay上的电通过RDelay渐渐地择放.当CD
18、eIay上的电压低于0.3V时，IC出新起先工作，那将得到：QCTSToP=R0eiayCDe1.ayIn和=2-5RoiayCoHay这个工作状态见时序图31。留意，在T$ToP期间,假如1.6599的电源电压降到JUV1.O门眼之下，则集成电路保持记忆，并且当VCC超出起始门限之后，假如VDESY高于0.3V,则集成电路不会重新启动。只要VDE1.AY高于03V.PFjSToP引脚就为低。也要留意，万一有一个持续的过载及这个过我相距很近，TSH的值将会更低。7.5 闭像关机这个装置是设备用一个比较涔，同相输入端为外部的8脚（DIS）,反相输入是内部的1.85V基准电压。当外部引脚电压超过内
19、部门植儿电压时，IC立刻关闭，并且功耗减小到最低值。发生这种状况，只能是电源电压低于UV1.o门限之下后，才能重新启动。这个功能有利很简洁地实现过曲爱护闭锁，比如在一些发热器件（MOS管、二极管、变压器等）旁边安装一只NTC（负温度系数热敏电阻），一端接于外部基准电压,另端及只对地电阻分压,分压值接入DIS端。通过一个输出电压检测和一个隔离光耦的耦合，也可以实现OVP（过电压爱护）。7.6 1.lNE检测功能这个功能是让输入电压下降到指定范;围时停机和返网到正常范围时重启动。电压检测可以是功率因数校正输出电压或输入波波电压。1.6599通过个内都电压比较器实现输入欠用停机,如图32所示，输入电
20、压检测通过第7脚（IJNE）同相输入。假如检测电压低丁内部1.25V的参考电压，则IC停机。在这种状况卜.，软启动电路被放电，PFe1.STOP脚开通,IC能耗削战。当检测电压回升到参考电压之上，PWM操作被重新允许。这个比较潺具有电流滞后作用，而不是通常的电压滞后作用：内部的IUA恒潦源，在检测电压低于参考电压时关闭，液于参考电压时开通。图32UNE检测功能；内部框图和时序图这种方法供应了另外一个自由度：通过适当地选择分压电阻的设置，可以分别设定开机和关机的门槛（如下所示）。利用内部比较器的滞后作用，通过修改其中的一个而自动地给定另一个。关于图32的开机（VinON）和关机（VinoFF）门
21、限，有如下的关系表达式:vin-125=1510-6+挈hHRHVinOFF125=125RHRH解得:rVinON-VinOFFmh=z-15106Rl=Rh-S1.hVioff-1.25当UNE的低电压爱护被激活时，PWM没有激活，因此VCC电压（假如不是由另一个电源供电）将在启动和UV1.O之间来回摇摆，如图32中的时序图。作为另外项平安措施（例如分压采样电路中的对地电阻开路或漏设，或PFC电路输出电压异样过高），假如检测电压高于7V则停机“当检测电压【可兔到7V之卜时，假如电源电压VCC在UV1.o之上，则IC重启动.由于IJNE引脚是高输入阻抗，因而在开关期间或ESD测试期间简沽受噪
22、声干扰而变更关机门限。在这个脚对地接一只小电容器（例如I-IOnF）,用以防止这种故障。假如这个引脚不被运用，则其电压在1.25V-6V之间（最差也不会超过7V的门限值）。7.7 自举部分浮动的高端部分电源由自举电路供应。这个问题的解决方法通常是通过一个高压快纪原二极管给个自举电容CBOOT充电。在1.6599中运用了个专利结构来替换这个外部二极管.它通过用一个二极管申联到源极的一个高压DMoS管来实现，工作在第三像限并且及低端驱动器（1.VG）同步聊动，如图33所示。图33（举能源：内部引导同步二极管这个二极管可以防止电流从VBOOT引脚逆流到VCC,万一在快速关闭时，自举电容上的电不能被完
23、全放掉。要同步驱动DMOS，必需仃个高于电源电压VCC的电压。这个电压通过一个内部的充电泵取得（如图33）当给CB。T充电时（也就是，当低端驱动打开时），这个自举结构引入一个电压降，随着工作频率和外部功率MOS管的尺寸的增加而增加“它是导通电阻BS和串联二极管导通压降的总和.在低频下，这个压降特别小，可以被忽视，但是，随着工作频率的增加，必需号虐它。事实上，驱动信号幅度的减小，可能极大地增加而端MOS管的导通损耗。这关系到设计一个高谐振频率的变换器（可表示为15OkHZ）,它在满载时也运行于高频状态。否则，变换器只在轻载时运行于高频，半桥MoS管所流过的电流更低，因此,一般地，导通电阻BS的上升不是问题。然而,无论如何,核实这一点是明智之举，自举电路的压降由卜式计算：vDrop,CargerDSON+vF“舟加SQNVf这里的Qg是外部功率MoS管的充电电荷，BS是白举DMoS的导通电阻（典型值15Oa）,TCharge是自举驱动的导通时间加上半桥开关期间的死区时间TJ例如，运用个门极充电电荷为30nC（纳库仑）的MoS管，开关频率为20OkHZ的白举驱动的压降大约是3V：2.5106-0.3106150+0.6=2.7V假如自举驱动的压降太大是个问题,可以在外部运用个超快蜕原二极管,以补偿内部DMc）S导通电阻BS的压降“7.8 应用实例
