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1、有限双极性全桥软开关工作原理一， 有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构说明： 图一，有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构 图一中，由两个桥臂构成一个全桥逆变电路，Q1和Q3组成超前桥臂；Q2和Q4组成滞后桥臂，其中C1C3为超前桥臂并联电容和寄生并联电容，C2C4为滞后桥臂寄生并联电容，我们设定C1=C3C2=C4，其中D1D2D3D4分别为四只开关管IGBT或MOSFETQ1Q2Q3Q4的并联或寄生二极管，T1CB和Ls分别为主变压器隔直电容和可饱和电感又称磁性开关，Lx主变漏感和分布电感等的等效电感，L0为输出电感，D5和D6为二次侧整流二极管。 为达到有限双极性的全桥软开关的目的，四只开关管
2、的开关时序如图二：图二：开关管时序 超前臂开关管Q1Q3 PWM控制开通关断；滞后臂开关管Q2Q4固定脉冲宽度相位差180o开通关断，Q1和Q4同时开通，Q1 PWM控制关断，Q4固定脉冲宽度关断；Q3和Q2同时开通，Q3 PWM控制关断，Q2固定脉冲宽度关断，Q1和Q4的驱动波形的相位相反；Q3和Q2的驱动波形的相位相反。二， 有限双极性全桥软开关PWM逆变电路工作原理分析为了分析方便，突出重点略去无关紧要的细节，假定：a，输出电感的电感量无穷大，流过该电感的电流是恒定的直流。b，主变压器是理想变压器，其漏感等分布参数用专门的漏感Lk等效。c，饱和电感Ls是理想的磁性开关，未饱和时电感非常大
3、，饱和后电感几乎为零。 下面按时序逐一分析该电路的行为1， t0时刻见图三： Q1和Q4已经导通多时，原边电流路径为：U+ Q1 Ls Lk CB T1 Q4 U-。原边电流Ip为副边输出电感的电流Io的1/n(n为变压器变比，n=Np/Ns)。此时饱和电感是饱和的，对电路没任何影响，隔直电容已充上左正右负的直流电压。这是原边向副边传送能量的过程，副边二极管D5导通，D6反偏截止。图三：t0时刻2， t1时刻见图四： Q1关断，原边电流Ip因为副边输出电感的作用不能突变，大小仍为Ip=Io/n，原边电流路径切换为为：C1；C3 Ls Lk CB T1 Q4 U-。图四：t1时刻原边电流Ip为电
4、容C1充电，为C3放电，电容C1和C3连接点“1点的电压从电源电压U开始缓慢下降，最终会下降到0；Q1的端电压从其导通时的饱和压降3V左右开始缓慢上升，最终会上升到电源电压U。设电容C1和C3的容量为：C1=C3=C, 如此电压上升到U的时间为：t=2nCU/Io 可以看出，Q1的关断是零电压3V左右状况下的零关断，电压上升率和输出电流有关，输出电流越大，上升率就越大，Q1关断就越硬。 t1时刻后，实际上是电容器C1和C3的电压为一次侧 Ls -Lk - CB- T1 - Q4 回路提供电压，隔直电容继续被充电，电压仍为左正右负。原边继续向副边传送能量，副边二极管D5保持导通，D6仍然反偏截止
5、。3，t2时刻见图五：图五：t2时刻t2时刻，电容C1被充满电，其端电压变成U，C2被放完电，其端电压为零0，由于电感中电流不能突变，电流如此通过D3继续流动，使得D3导通，原边电流流动路线改为U- D3 Ls Lk CB T1 Q4 U-,可见，电流的流动形性成了一个闭环，环的起点和环的终点是同一个点U-，这时的电流称为环流，此时，根据基尔霍夫电压环定律，可得ULK+UCB=0，可以认为：是隔直电容的电压加到漏感上，环路电流急剧减少。此时Ip=Io/n(UCB/LK)ta 。副边二极管D5，D6同时导通为输出电感续流，主变压器被短路，环路电流不仅不传递能量到副边，而且在回路各元件上产生焦耳损
6、耗。尤其是在D3和Q4上的损耗，会增加开关器件的通态损耗。故希望环流时间越短越好，环流衰减的越快越好。在Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中可以看出，在其他条件不变的情况下，隔直电容越小，其端电压UCB会越较高，环流时间就越短，环流衰减就越快。式Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中ta 为环流衰减时间，当一段时间ta后，原边电流减少到非常小，设为Ipmin。这时饱和电感退饱和，电感恢复到非常大。原边电流会保持为Ipmin的值不变。此时，将Q4关断。3， t3时刻见图六t3时刻，Q4关断，此时Ip为Ipmin几乎等于0，Q4关断后，由于C2，C4的作用，Q4的端电压从其饱和电压3V左右开始缓
7、慢上升，故Q4的关断为零电流/零电压关断。图六：t3时刻 Q4关断后，原边的Ipmin小电流，由于漏电感LK 饱和电感LK的作用不能突变，将继续流动，流动路线为：U- D3 Ls Lk CB T1 C2；C4。 为C4充电，为C2放电。此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。4，t4时刻图七 t4时刻，原边的Ipmin小电流为C4充电，为C2放电完毕，电容C4上电压为U，电容C2上电图七：t4时刻压为零，随后D2导通。同样：有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。一段时间后，电流将衰减为零，并往负的方向开展。此时，Q2和Q3同时导通。 5，t5时刻图八 Q2和
8、Q3同时导通，电流将沿以下路径流动：U+ Q2 T1 CB Lk Ls Q4 U-。由于饱和电抗器LS还没达到饱和，原边电流从零开始缓慢上升，故Q2和Q3为零电流开通。一段时间后大于开关管Q2和Q3的开通时间饱和电抗器LS饱和，失去电流抑制作用，副边电流Io转移到二极管D6上，二极管D5反偏截止，原边电流为Io/n，先对隔直电容放电后又反向充电。图八：t5时刻6，t6时刻图九原边电流为Io/n，先对隔直电容放电后又反向充电，电压为右正左负。二极管D6继续导通，二极管D5继续反偏截止，原边向副边传递能量。一段时间后 Q3 PWM关断，原边电流Ip因为副边输出电感的作用图九：t6时刻不能突变，大小
9、仍为Ip=Io/n，原边电流路径切换为为：U+ Q2 T1 CB Lk Ls C1；C3，原边电流Ip为电容C3充电，为C1放电，电容C1和C3连接点“1点的电压从零开始缓慢上升，最终会上升到U；Q3的端电压从其导通时的饱和压降3V左右开始缓慢上升，最终会上升到电源电压U。电压上升到U的时间为：t=2nCU/Io 可以看出，Q3的关断是零电压3V左右状况下的零关断，电压上升率和输出电流有关，输出电流越大，上升率就越大，Q3关断就越硬。 t6时刻后，实际上是电源U和电容器C1和C3的电压为一次侧Q2 - T1 - CB-Lk - Ls 回路提供电压，隔直电容继续被充电，电压仍为右正左负。原边继续
10、向副边传送能量，副边二极管D5保持导通，D6仍然反偏截止。当电容C3充电完毕，C1放电完毕，使得“1点的电压上升到U时，进入t7时刻。7，t7时刻图十图十：t7时刻t7时刻电流改变路径为：U+ Q2 T1 CB Lk Ls D1 U+，可见，电流的流动形性成了一个闭环，环的起点和环的终点是同一个点U+，此时ULK+UCB=0，可以认为：是隔直电容的电压加到漏感上，环路电流急剧减少。此时Ip=Io/n(UCB/LK)ta 。副边二极管D5，D6同时导通为输出电感续流，主变压器被短路，环路电流不仅不传递能量到副边，而且在回路各元件上产生焦耳损耗。尤其是在D1和Q2上的损耗，会增加开关器件的通态损耗
11、。因此环流时间越短越好，环流衰减的越快越好。在Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中可以看出，在其他条件不变的情况下，隔直电容越小，其端电压UCB会越较高，环流时间就越短，环流衰减就越快。式Ip=Io/n(UCB/LK)ta 中当环流衰减一段时间ta后，原边电流减少到非常小，设为Ipmin。这时饱和电感退饱和，电感恢复到非常大。原边电流会保持为Ipmin的值不变。此时，将Q2关断。8， t8时刻见图十一图十一：t8时刻t8时刻，Q2关断，此时Ip为Ipmin几乎等于0，故Q2的关断为零电流/零电压关断。Q2关断后，原边的Ipmin小电流，由于漏电感LK 饱和电感LK的作用不能突变，将继续流动，
12、流动路线为：C2；C4 T1 CB Lk Ls D1 U+。 为C2充电，为C4放电。此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。4，t9时刻图十二 t9时刻，原边的Ipmin小电流为C2充电，为C4放电完毕，电容C2上电压为U，电容C4上电压为零，随后D4导通。同样：有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。一段时间图十二：t4时刻后，电流将衰减为零，并往负的方向开展。此时，Q1和Q4同时导通。重复上一个周期。三，一次侧电流波形和逆变电路行为的对应点： 图十三 G1点对应超前臂关断点，X对应超前臂开关管并联的二极管续流点，T对应饱和电感退饱和点，G2点对应滞后桥关
13、断点。四，关键元件的设计计算1， 超前桥臂的零电流开通，饱和电感的计算：饱和电抗器的主要作用就是用来保证超前桥臂的零电流开通，当超前桥臂开关管开通时，饱和电感尚未饱和，电感非常大，电流从零开始缓慢的增加，直到开关管完全开通后，饱和电感才饱和，电流升至正常的副边反射电流。所以要求选用矩形系数大，导磁率高的涡流损耗小的闭合磁芯，首选环形铁氧体磁环，根据高斯磁路定律和电磁感应定律可知：NS=Ton*U/Bs (1) L=N2S0r/lc(2) 其中：N为饱和电感匝数；S为饱和电感磁芯导磁截面积；Ton为开关管导通总时间；U为直流母线电压；Bs为磁芯饱和磁密；L为电感量；0为真空导磁率0410-7 ；
14、r为相对导磁率；lc为环形磁芯平均磁路长度。由1和2式即可得出包和电感的磁芯导磁截面积和绕组匝数，再根据原边最大电流选择线径，保证磁环窗口能绕下绕组的条件下选择适宜大小的磁环，这就确定了饱和电感的参数。2， 最小负载下超前桥臂的零电压关断，超前桥臂缓冲电容的计算： 我们起码得保证焊机在最小焊接负载情况下，超前桥臂的零电压关断条件，为此我们设定最小焊接电流为Io1，那么原边电流就为Io1/n 设超前臂开关的固故有关断时间为toff 要求在固有关短时间内保证充放掉桥臂电容C1和C3的电荷，故有：Io1/n* toff = Qc =2CU 所以：C = Io1* toff /2nU由此可求得电容C1
15、和C3的值。3， 空载下超前桥臂的零电压关断，无功功率电感的计算：空载时，输出电流为零，PWM脉冲宽度最宽，ts 是最大宽度下的环流死区时间，一次侧的电流只有一个很小的励磁电流，在超前桥臂开关管关断时不能充分充放掉桥臂电容C1和C3的电荷，使得C1和C3有一定的剩余电压，下一次导通的开关管会直接短路该电容，造成非常危险的微分焦耳热，很容易损坏开关管，因此必须引入无功功率电感，流过无功功率电感的无功电流必须满足：IR 2C*U/ts (3) 无功功率电感并接在主变压器原边见图十四，那么有：U = LR *di/dt 所以在一个导通周期内有：IR = U*Ton/2* LR(4) 那么：LR =
16、U*Ton/2* IRU*Ton/2*(2C*U/ts) = Ton*ts/4C 选择无功功率电感为：LRTon*ts/4C (5).图十四：无功功率电感加在原边图十五：无功功率电感加在副原边假如无功功率电感并接在主变压器副原边见图十五 如此其电感量为：LRTon*ts/424， 适当缩短环流时间，加大环流衰减速度，隔直电容的计算：环流发生在超前桥开关管关断后，滞后桥开关管关断前的时间段里，我们略去超前桥关断时桥臂电容充放电时间不计，可以得出超前桥关断时刻隔直电容上的电压的变化规律为：UCX =Io*t/CX Io*Ton/2*CX (6)超前桥关断后，其续流二极管导通，此时隔直电容上的电压变化规律为：UCX =LK * di/dt(7)联解两式构成的微分方程可得环路电流谐振降为零的时间t的表达式，文献上有计算隔直电容的具体方法，可以直接使用，再根据经验，用实验的方法酌情选取。假如隔直电容越小，环流时间就越短，环流衰减速度就越大，环流通态损耗就越小，占空比损失也越小，但原边变压器电压损失会变大，要求变压器变比要增加；假如隔直电容越大小，环流时间就越长短，环流衰减速度就越小大，环流通态损耗就越大小，原边变压器电压损失会变小，但占空比损失也越大，要求变压器变比也要增加。所以，只有根据具体情况，适当的选取其数值。
