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1、第2章 传输线理论,21 引言22 无耗传输线方程及其解23 无耗传输线的基本特性24 均匀无耗传输线工作状态的分析25 阻抗圆图及其应用 26 传输线阻抗匹配,21 引言,传输微波能量和信号的线路称为微波传输线。微波线种类很多,本章讨论微波 传输线(如双线、同轴线)的基本理论。这些理论不仅适用于TEM 波传输线,而且也是研究非TEM波传输线的理论基础。,研究传输线上所传输电磁波的特性的方法有两种。一种是“场”的分析方法,即从麦氏方程出发,解特定边界条件下的电磁场波动方程,求得场量(E和H)随时间和空间的变化规律,由此来分析电磁波的传输特性;另一种方法是“路”的分析方法,它将传输线作为分布参数
2、来处理,得到传输线的等效电路,然后由等效电路根据克希霍夫定律导出传输线方程,再解传输线方程,求得线上电压和电流随时间和空间的变化规律,最后由此规律来分析电压和电流的传输特性。,这种路的分析方法,又称为长线理论。事实上,“场”的理论和“路”的理论既是紧密相关的,又是相互补充的。有些传输线宜用“场”的理论去处理,而有些传输线在满足一定条件下可以归结为“路”的问题来处理,这样就可借用熟知的电路理论和现成方法,使问题的处理大为简化。,一、分布参数及其分布参数电路 传输线可分为长线和短线,长线和短线是相对于波长而言的。所谓长线是指传输线的几何长度和线上传输电磁波的波长的比值(即电长度)大于或接近于1。反
3、之称为短线。在微波技术中,波长以m或cm计,故1m长度的传输线已长于波长,应视为长线;在电力工程中,即使长度为1000m的传输线,对于频率为50Hz(即波长为6000km)的交流电来说,仍远小于波长,应视为短线。传输线这个名称均指长线传输线。,二、均匀传输线的分布参数及其等效电路 所谓均匀传输线是指传输线的几何尺寸、相对位置、导体材料以及周围媒质特性沿电磁波传输方向不改变的传输线,即沿线的参数是均匀分布的。一般情况下均匀传输线单位长度上有四个分布参数:分布电阻R1、分布电导G1、分布电感L1和分布电容C1。它们的数值均与传输线的种类、形状、尺寸及导体材料和周围媒质特性有关。几种典型传输线的分布
4、参数计算公式列于表211中。表中0、分别为双导线周围介质的磁导率和介电常数。,表211 几种双导线传输线的分布参数,有了分布参数的概念,我们可以将均匀传输线分割成许多微分段dz(dz),这样每个微分段可看作集中参数电路,其集中参数分别为R1dz、G1dz,L1dz及C1dz,其等效电路为一个型网络如图211(a)所示。整个传输线的等效电路是无限多的型网络的级联,如图211(b)所示。,图 211,22 无耗传输线方程及其解,无耗传输线是指R1=G1=0的传输线。无耗传输线实际上是不存在的,但由于传输线的导体均采用良导体,周围介质又是低耗介质材料,因此传输线的损耗比较小,故在分析传输线的传输特性
5、时可以近似看成是无耗线。无耗传输线方程是研究传输线上电压、电流的变化规律及其相互关系的方程。它可由无耗传输线的等效电路导出。,一、传输线方程 传输线的始端接角频率为的正弦信号源,终端接负载阻抗ZL。坐标的原点选在始端。设距始端z处的复数电压和复数电流分别为U(z)和I(z),经过dz段后电压和电流分别为U(z)+dU(z)和I(z)+dI(z)。如图221所示。其中增量电压dU(z)是由于分布电感L1dz的分压产生的,而增量电流dI(z)是由于分布电容C1dz的分流产生的。根据克希霍夫定律很易写出下列方程:,图 221,(221),(222),即,式(222)是一阶常微分方程,亦称传输线方程。
6、它是描写无耗传输线上每个微分段上的电压和电流的变化规律,由此方程可以解出线上任意点的电压和电流以及它们之间的关系。因此式(222)即为均匀无耗传输线的基本方程。,二、均匀传输线方程的解 将式(222)两边对z微分得到,(223),将式(222)代入上式,并改写为,(224),式(224)称为传输线的波动方程。它是二阶齐次微分方程,其通解为,(225),将式(225)代入式(222),便得,(226),(227),具有阻抗的单位,称它为无耗传输线的特性阻抗。,(228),称为相位常数,表示单位长度上的相位变化。式(225)中A1和A2为常数,其值决定于传输线的始端和终端边界条件。通常给定传输线的
7、边界条件有两种:一是已知终端电压U2和电流I2;二是已知始端电压U1和电流I1。下面分别讨论两种情况下沿线电压和电流的表达式。,(一)已知终端电压U2和终端电流I2 如图222所示,这是最常用的情况。只要将z=l,U(l)=U2、I(l)=I2代入式(225)和式(226)求得,(229),图 222,将上式代入式(225)和式(226),并整理求得,(2210),式中z=l-z是由终端算起的坐标。应用公式,(2211),可将式(2210)写成三角函数表达式,(2212),(二)已知始端电压U1和始端电流I1 将z=0、U(0)=U1、I(0)=I1代入式(225)和式(226)便可求得,(2
8、213),将上式代入式(225)和式(226),即得到,(2214),同样可以写成三角函数表达式,(2215),三、入射波和反射波的叠加 由式(225)和式(226)两式可以看出,传输线上任意位置的复数电压和电流均有两部分组成,即有,(2216),根据复数值与瞬时值的关系,并假设A1、A2为实数,则沿线电压的瞬时值为,式中ui(z,t)、ii(z,t)是由信号源向负载方向传播的行波,称为入射波,其振幅不随传输方向变化,其相位随传播方向z的增加而滞后;ur(z,t)和ir(z,t)是由负载向信号源方向传播的行波,称为反射波,其振幅不随传播方向变化,其相位随z的增加而滞后。因此入射波和反射波都是随
9、传播方向振幅不变和相位滞后的行波。线上任意位置的电压和电流均是入射波和反射波的叠加。,23 无耗传输线的基本特性,传输线的基本特性包括:传输特性、特性阻抗、输入阻抗、反射系数和传输功率。下面分别讨论。一、传输特性(一)相位常数 相位常数表示单位长度上的相位变化,其值为,(231),(二)相速度vp 传输线上的入射波和反射波以相同的速度向相反方向沿传输线传播。相速度是指波的等相位面移动的速度。入射波的等相位方程为 t-z=常数 上式对t求导可得入射波的相速度为,(232),将 代入式(232),便得行波的相速度为,(233),将表211中的双线或同轴线的L1和C1代入上式,使得双线和同轴线上行波
10、的相速度均为,(234),式中v0为光速。由此可见,双线和同轴线上行波电压和行波电流的相速度等于传输线周围介质中的光速,它和频率无关,只决定周围介质特性参量,这种波称为无色散波。,(三)相波长p 相波长p是指同一个时刻传输线上电磁波的相位相差2的距离,即有,(235),式中f为电磁波频率,T为振荡周期,0为真空中电磁波的工作波长。可见传输线上行波的波长也和周围介质有关。,二、特性阻抗 所谓特性阻抗Z0是指传输线上入射波电压Ui(z)和入射波电流Ii(z)之比,或反射波电压Ur(z)和反射波电流Ir(z)之比的负值。即,由式(227)得知,(236),(237),由此可见,无耗传输线的特性阻抗与
11、信号源的频率无关,仅和传输线的单位长度上的分布电感L1和分布电容C1有关,是个实数。由表211查得双线的分布电感和分布电容,然后代入式(237),便得到双线传输线的特性阻抗计算公式为,(238),式中r为双导线周围介质的相对介电常数。双导线的特性阻抗一般为250700。同理得同轴线的特性阻抗公式为,(239),常用同轴线的特性阻抗值为50和75两种。,三、输入阻抗和反射系数(一)输入阻抗Zin(z)无耗传输线上的电压和电流的表达式为,(2310),如图231所示的传输线,其终端接负载阻抗ZL时,则距终端为z处向负载看去的输入阻抗定义为该点的电压U(z)与电流I(z)之比,并用Zin(z)表示。
12、即,化简得到,(2311),图 231,将z=l代入上式便得到传输线始端的输入阻抗为 因为导纳与阻抗互为倒数,故可方便地得到输入导纳与负载导纳的关系式为,(2312),(2313),式中YL=1/ZL,Y0=1/Z0。,(二)反射系数 传输线上任意点的电压和电流均为入射波和反射波的叠加。反射波的大小和相位可用反射系数(z)来描写。距终端为z处的电压反射系数V(z)定义为该点的反射电压与该点的入射波电压之比,即,同理z处的电流反射系数I(z)为,(2314),(2315),将式(2316)代入式(2215),可得,(2316),可见,传输线上任意点的电压反射系数和电流反射系数大小相等,相位相反。
13、因常采用电压反射系数来描写反射波的大小和相位,故以后提到反射系数,如果未加指明,都表示电压反射系数,并用(z)表示。由式(2210)可以得到无耗线上离终端z处的电压反射系数为,(2317),式中2为终端的反射系数,其值为,(2318),可见,终端电压反射系数仅决定于终端负载阻抗ZL和传输线的特性阻抗Z0;终端电压反射系数的模表示终端反射波电压与入射波电压振幅的比值,其相位2表示终端反射波电压与入射波电压之间的相位差。,将式(2318)代入式(2317),便得到无耗传输线离终端z处的电压反射系数为 因此,无耗线上任意点的反射系数的大小等于终端负载的反射系数,其相位比终端处的反射系数相位2落后2z
14、。即,(2319),(2320),上面两式相比,便得到线上某点的输入阻抗和该点的电压反射系数的关系式为,(2321),上式表明,线上任意点的反射系数和该点向负载看去的输入阻抗有一一对应的关系。将z=0代入上式,便得终端负载阻抗与终端反射系数的关系,即为,(2322),四、驻波系数和行波系数 当电磁波在终端负载阻抗不等于传输线特性阻抗的传输线上传输时,会产生反射波。反射波的大小除了用电压反射系数来描写外,还可用驻波系数(VSWR)或行波系数K来表示。驻波系数定义为沿线合成电压(或电流)的最大值和最小值之比,即,(2323),传输线上合成电压(或电流)振幅值的不同,是由于各处入射波和反射波的相位不
15、同而引起的。可见,当入射波的相位与该点反射波的相位同相时,则该处合成波电压(或电流)出现最大值,反之两者相位相反时,合成波出现最小值,故有,由此可得到驻波系数和反射系数的关系式为,(2324),或,行波系数K定义为沿线电压(或电流)的最小值与最大值之比,即驻波系数的倒数。,(2325),因此,传输线的反射波的大小,可用反射系数的模、驻波系数和行波系数来表示。反射系数模的范围为0|1;驻波系数的范围为1;行波系数的范围为0K1。当|=0、=1和K=1时,表示传输线上没有反射波,即为匹配状态。,五、传输功率 传输线主要用来传输功率。无耗传输线上任意点z处的电压、电流为,因此传输功率为,对于无耗线Z
16、0为实数,而上式中括号内第三与第四项之差为虚数,因此上式变为,(2326),式中Pr(z)和Pi(z)分别表示通过z点处的反射波功率和入射波功率,两者之比|(z)|2为功率反射系数。,式(2326)表明,无耗传输线上通过任意点的传输功率等于该点的入射波功率与反射波功率之差。由于是无耗线,因此通过线上任意点的传输功率都是相同的,即传输线始端的输入功率等于终端负载吸收功率,也等于电压波腹点或电压波节点处的传输功率。为了简便起见,一般在电压波腹点或电压波节点处计算传输功率,即,(2327),式中|U|max决定传输线线间击穿电压Ubr,在不发生击穿情况下,传输线允许传输的最大功率称为传输线的功率容量
17、,其值应为,(2328),可见,传输线的功率容量与行波系数K有关,K愈大,功率容量愈大。,24 均匀无耗传输线工作状态的分析,一、行波工作状态(无反射情况)由式(2318)可以得到传输线上无反射波的条件为 ZL=Z0(241)此时,令式(2214)中右边第二项为零,便得到行波状态时沿线电压和电流的表达式为,式中U1和I1分别表示始端的电压和电流,U1i和I1i分别表示始端的入射波电压和电流,1为始端入射波电压(或电流)的初相位。由式(242)中两式之比,便得到行波工作状态时,沿线某点的输入阻抗为,(242),(243),由上面的分析可知,当负载阻抗等于传输线特性阻抗时,均匀无耗传输线上传播的波
18、为行波,沿线各点电压和电流的振幅不变;相位随z增加不断滞后;沿线各点输入阻抗均等于传输线的特性阻抗,如图241所示。,图 241,二、驻波工作状态(全反射情况)由式(2318)可以得到传输线上产生全反射(即|2|=1)的条件为:ZL=0、jX,即终端短路、开路或接纯电抗负载。由于终端没有吸收功率的电阻元件,传输线将会产生全反射而形成驻波,故称它为驻波工作状态。四种终接情况下线上电压和电流均为驻波分布。所不同的仅是驻波分布的位置不同。(一)终端短路(ZL=0,2=-1)因ZL=0,则有U2=0,即可得到,(244),将U2=0代入式(2310),便得到终端短路时,沿线电压、电流分布表达式为,(2
19、45),上式取绝对值,(246),则沿线电压和电流的瞬时值表示式为,(247),沿线电压、电流的振幅值和瞬时值分布分别如图242中(c)和(b)所示。,图 242,由图可见,瞬时电压或电流在某个固定位置上随时间t作正弦或余弦变化,而在某一个时刻t时随距离z作余弦或正弦变化,即瞬时电压和电流的时间相位差和空间相位差均为/2,这表明传输线上没有功率的传输。在离终端距离z=/4的奇数倍处,电压振幅值永远最大,电流振幅值永远为零,称为电压的波腹点和电流的波节点;而在z=/2的整数倍处,电压为波节点和电流为波腹点。,由式(245)中两式相比,可以得到终端短路时,沿线的阻抗分布的表达式为,(248),终端
20、短路的传输线上的阻抗为纯电抗,沿线阻抗分布如图242(d)所示。,(二)终端开路(ZL=,2=1)将ZL=,I2=0代入式(2310),可得终端开路时沿线电压、电流分布的表达式为,(249),上面两式相比,可得沿线阻抗分布的表达式,(2410),图243给出了终端开路时沿线电压、电流振幅值和阻抗的分布。,图 243,由图可见终端为电压波腹点、电流波节点,阻抗为无穷大。和终端短路的情况相比,可以得到这样一个结论:只要将终端短路的传输线上电压、电流及阻抗分布从终端开始去掉/4线长,余下线上的分布即为终端开路的传输线上沿线电压、电流及阻抗分布。这就启发我们将终端短路(或终端开路)的传输线上电压、电流
21、及阻抗分布自终端起去掉小于/4线长,即可得到终接纯感抗(或纯容抗)负载时的沿线电压、电流及阻抗分布。,三、行驻波工作状态(部分反射情况)当均匀无耗线终接除上面所述负载以外情况时,信号源给出的一部分能量被负载吸收、另一部分能量将被负载反射,从而产生部分反射而形成行驻波。研究行驻波状态下沿线电压、电流的分布规律,也可以采用上面的解析方法来分析,但比较麻烦。这里介绍一种矢量图的分析方法,这种方法比较直观,而且也是下面将要讨论的阻抗圆图的基础。,为了清楚起见,将式(2320)重写如下:,(2411),(2412),上面两式之比即为归一化阻抗,(2413),现在,我们将上式用矢量来表示,并画在一个复平面
22、上。式(2412)中第一式的第一项为实数1,表示在实轴方向的单位矢量,它是始终不变的。第二项为反射系数的旋转矢量,它的模为|,在终端处反射系数的相角为2,即在复平面上终端处的反射系数和实轴的夹角。,图 244,(一)电压波腹和波节点的位置和大小 由图244可见,当反射系数矢量旋转到与 轴重合时,合成的归一化电压为最大(或归一化电流最小),故 轴为电压波腹点(或电流波节点)的轨迹。由式(2412)可知,终端到第一个电压波腹点的距离zmax1应满足,(2414),此时电压最大值为 由式(2412)可知终端到第一个电压波节点的距离zmin1应满足,(2415),即,此时电压的最小值为,(2416),
23、(2417),因此式(2415)和(2417)的比值为线上的驻波系数,即为,(2418),(二)阻抗特性 由图244(c)可见,当反射系数矢量落在上半平面内,则电压超前电流,阻抗为感性,故上半平面为感性阻抗的轨迹;当反射系数矢量落在下半面内,则电流超前电压,阻抗为容性,故下半平面为容性阻抗的轨迹;当反射系数矢量落在 实轴上,则电压和电流同相。阻抗为纯阻且最大,此处电压为波腹点而电流为波节点,故该处的归一化电阻,(2419),当反射系数矢量落在 负实轴上,则电压和电流同相,阻抗为纯阻且最小,此处为电压波节点和电流波腹点,故该处归一化电阻,(2420),25 阻抗圆图及其应用,为了使阻抗圆图适用于
24、任意特性阻抗的传输线的计算,故圆图上的阻抗均采用归一化值。由式(2322)可得归一化阻抗与该点反射系数的关系为,(251),(252),或,(253),(254),(255),根据上述基本公式,在直角坐标系中绘出的几组曲线图称为直角坐标圆图;而在极坐标系中绘出的曲线图称为极坐标圆图,又称为史密斯(Smith)圆图。其中以Smith圆图应用最广,故这里只介绍Smith圆图的构造和应用。,一、阻抗圆图 阻抗圆图是由等反射系数圆族、等电阻圆族、等电抗圆族及等相位线族组成。下面分别讨论之。(一)等反射系数圆 无耗传输线上离终端距离为z处的反射系数为,(256),上式表明,在=a+jb复平面上等反射系数
25、模的轨迹是以坐标原点为圆心、|2|为半径的圆。不同的反射系数模,就对应不同大小的圆。因为|1,因此所有的反射系数圆都位于单位圆内。这一组圆族称为等反射系数圆族。又因为反射系数模和驻波系数有一一对应的关系,故又称它为等驻波系数圆族。半径为零,即坐标原点为匹配点;半径为1,表示最外面的单位圆为全反射圆。,(二)等相位线 离终端距离为z处反射系数的相位为,(257),上式为直线方程,即表明在复平面上等相位线是由原点发出的一系列的射线。若已知终端的反射系数为2=|2|ej2,则离开终端z处的反射系数为,(258),上式表明,(z)的相位比终端处的相位滞后2z=4z/弧度,即由2处沿|2|圆顺时针转过2
26、z弧度;反之如果已知z处的反射系数(z),那么终端处的反射系数2为,(259),表示终端处的反射系数2的相位超前(z)处2z弧度,即由(z)处沿等反射系数圆逆时针方向转过2z弧度。,传输线上移动距离与圆图上转动角度的关系为,(2510),式中=l/为电长度的增量,当=05时,则=360。,图 251,(三)等阻抗圆 将=a+jb代入式(251),并将实部和虚部分开,得到,式中,(2511),(2512),将式(2511)和式(2512)分别整理化简,得到两个方程,(2513),(2514),图 252,图 253,二、导纳圆图 导纳是阻抗的倒数,故归一化导纳为,注意式中的(z)是电压反射系数。
27、如果上式用电流反射系数I(z)来表示,因V(z)=-I(z),故有,(2515),(2516),两个圆图上参量的对应关系如表251所示。导纳圆图如图255所示。但把阻抗圆图作为导纳圆图使用时必须注意下列几点:,表 251,(1)阻抗圆图的上半面为+j 平面(为正值),故为感性平面,下半平面为-j 平面,故为容性平面;而导纳圆图的上半平面为+j 平面(为正值),故为容性平面,下半平面为-j 平面,故为感性平面。(2)在阻抗圆图上,直线为电压波腹点的轨迹,直线为电压波节点的轨迹;而导纳圆图上 直线为电流波腹点(即电压波节点)的轨迹,直线为电流波节点(即电压波腹点)的轨迹。,图 255,(3)在阻抗
28、圆图上,D点为=、=的开路点,C点为=0、=0的短路点;而导纳圆图上,D点为=、=的短路点,C点为=0、=0的开路点。,三、阻抗圆图的应用举例 阻抗圆图是微波工程设计中的重要工具。利用圆图可以解决下列问题:根据终接负载阻抗计算传输线上的驻波比;根据负载阻抗及线长计算输入端的输入导纳、输入阻抗及输入端的反射系数;根据线上的驻波系数及电压波节点的位置确定负载阻抗;阻抗和导纳的互算等等。,下面举例来说明圆图的使用方法。例题251已知双线传输线的特性阻抗Z0=300,终接负载阻抗ZL=180+j240,求终端反射系数2及离终端第一个电压波腹点至终端距离lmax1。解:(1)计算归一化负载阻抗:,(2)
29、确定反射系数的模|2|。,图 256,(3)计算2的相角2。,(4)确定第一个电压波腹点离终端的距离lmax1。,26 传输线阻抗匹配,一、阻抗匹配概念 阻抗匹配是传输线理论中的重要概念。在由信号源、传输线及负载组成的微波系统中,如果传输线与负载不匹配,传输线上将形成驻波。有了驻波一方面使传输线功率容量降低,另一方面会增加传输线的衰减。,(一)共轭匹配 要使信号源给出最大功率,达到共轭匹配,必须要求传输线的输入阻抗和信号源的内阻抗互为共轭值。设信号源的内阻抗为Zg=Rg+jXg,传输线的输入阻抗为Zin=Rin+jXin,如图261所示。,(261),在满足以上共轭匹配条件下,信号源给出的最大
30、功率为,(262),图 261,(二)阻抗匹配 阻抗匹配是指传输线的两端阻抗与传输线的特性阻抗相等,使线上电压与电流为行波。为了要使传输线的始端与信号源阻抗匹配,由于传输线的特性阻抗为实数,故要求信号源的内阻抗也为实数,即Rg=Z0,Xg=0,此时传输线的始端无反射波,这种信号源称为匹配信号源。当始端接了这种信号源,即使终端负载不等于特性阻抗,负载产生的反射波也会被匹配信号源吸收,不会再产生新的反射。,实际上始端很难满足Zg=Rg的条件。一般在信号源与传输线之间用阻抗匹配网络来抵消反射波。同理,终端也不可能满足ZL=Z0的条件,必须用阻抗匹配网络使传输线和负载阻抗匹配。下面讨论阻抗匹配的方法。
31、,二、阻抗匹配方法 阻抗匹配的方法是在传输线和终端负载之间加一匹配网络,如图262所示。要求这个匹配网络由电抗元件构成:损耗尽可能的小,而且通过调节可以对各种终端负载匹配。匹配的原理是产生一种新的反射波来抵消原来的反射波。最常用的匹配网络有/4变换器、支节匹配器、阶梯阻抗变换和渐变线变换器。这里只介绍前面两种,其余的将在第五章介绍。,图 262,(一)/4阻抗变换器/4阻抗变换器是由一段长度为/4的传输线组成,如图263所示。当特性阻抗为Z01、长度为/4的传输线终端接纯电阻RL时,则该传输线的输入阻抗为,为了使Zin=Z0实现匹配,必须使,(263),图 263,若/4线在电压波腹点接入,则
32、/4线的特性阻抗为,若/4线在电压波节点接入,则/4线的特性阻抗为,(264),(265),单节/4线的主要缺点是频带窄,原则上只能对一个频率匹配。为了加宽频带可采用多级/4阻抗变换器或渐变式阻抗变换器。,(二)支节匹配器 支节匹配器的原理是利用在传输线上并接或串接终端短路或开路的支节线,产生新的反射波抵消原来的反射波,从而达到匹配。支节匹配可分单支节、双支节和三支节匹配,但由于它们的匹配原理相同,这里只介绍单支节匹配。,单支节匹配的原理如图264所示。当归一化负载导纳 1时,在离负载导纳适当的距离d处,并接一个长度为l、终端短路(或开路)的短截线,构成单支节匹配器,从而使主传输达到匹配。它的
33、匹配原理可用导纳圆图来说明。,图 264,为了使传输匹配,必有,由图264看出,(266),(267),其中 是短路(或开路)短截线的归一化输入导纳,它只能提供一个纯电纳,即,(268),将式(266)和式(268)代入式(267),得到,(269),还可根据式(2313)导得d和l的解析式为,(2610),例题261已知双导线的特性阻抗Z0=200,负载阻抗ZL=660,用单支节匹配器进行匹配,求接入支节的位置d和支节长度l。解:解题过程如图265所示。(1)计算归一化负载阻抗和归一化负载导纳:,(2)求 及d。由B点沿=33等驻波系数圆顺时针方向转到与=1的圆相交于E和E点,该两点即为 位置,读得=1j13。(3)求支节线长度l。为了抵消 中j13电纳,短截线的输入归一化电纳应为=j13。,图 265,
