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1、第3章 移动信道中的电波传播与分集接收,3.1 VHF、UHF电波传播特性 3.2 移动信道的特征 3.3 陆地移动信道的场强估算 3.4 其它移动信道的传输特点 3.5 分集接收,3.1 VHF、UHF电波传播特性,3.1.1 电波传播方式,发射机天线发出的无线电波，可依不同的路径到达接收机，当频率f30 MHz时，典型的传播通路如图 3-1 所示。,图 3 1 典型的传播通路,3.1.2 直射波,直射波传播可按自由空间传播来考虑。所谓自由空间传播系指天线周围为无限大真空时的电波传播，它是理想传播条件。电波在自由空间传播时，其能量既不会被障碍物所吸收，也不会产生反射或散射。实际情况下，只要地
2、面上空的大气层是各向同性的均匀媒质，其相对介电常数和相对导磁率都等于1，传播路径上没有障碍物阻挡，到达接收天线的地面反射信号场强也可以忽略不计，在这样情况下，电波可视作在自由空间传播。,当电波经过一段路径传播之后，能量仍会受到衰减，这是由于辐射能量的扩散而引起的。由电磁场理论可知，若各向同性天线(亦称全向天线或无方向性天线)的辐射功率为PT瓦时，则距辐射源d米处的电场强度有效值E0为,磁场强度有效值H0为,单位面积上的电波功率密度S为,若用天线增益为GT的方向性天线取代各向同性天线，则上述公式应改写为:,接收天线获取的电波功率等于该点的电波功率密度乘以接收天线的有效面积，即,式中，AR为接收天
3、线的有效面积，它与接收天线增益GR满足下列关系,式中，2/4为各向同性天线的有效面积。,当收、发天线增益为0dB，即当GR=GT=1时，接收天线上获得的功率为,由上式可见，自由空间传播损耗Lfs可定义为,以dB计，得,或,式中，d的单位为km，频率单位以MHz计。,(3-13),3.1.3 大气中的电波传播,1.大气折射 在不考虑传导电流和介质磁化的情况下，介质折射率n与相对介电系数r的关系为,众所周知，大气的相对介电系数与温度、湿度和气压有关。大气高度不同，r也不同，即dn/dh是不同的。根据折射定律，电波传播速度v与大气折射率n成反比，即,式中，c为光速。,当一束电波通过折射率随高度变化的
4、大气层时，由于不同高度上的电波传播速度不同，从而使电波射束发生弯曲，弯曲的方向和程度取决于大气折射率的垂直梯度dn/dh。这种由大气折射率引起电波传播方向发生弯曲的现象，称为大气对电波的折射。大气折射对电波传播的影响，在工程上通常用“地球等效半径”来表征，即认为电波依然按直线方向行进，只是地球的实际半径R0(6.37106 m)变成了等效半径Re,Re与R0之间的关系为,式中，k称作地球等效半径系数。,当dn/dh0时，表示大气折射率n随着高度升高而减少。因而k1,ReR0。在标准大气折射情况下，即当dn/dh-410-8(l/m)，等效地球半径系数k=4/3，等效地球半径Re=8 500km
5、。由上可知，大气折射有利于超视距的传播，但在视线距离内，因为由折射现象所产生的折射波会同直射波同时存在，从而也会产生多径衰落。,2.视线传播极限距离,图 3 2 视线传播极限距离,自发射天线顶点A到切点C的距离d1为,同理，由切点C到接收天线顶点B的距离d2为,在标准大气折射情况下，Re=8 500km,故,式中，ht、hr的单位是m,d的单位是km。,3.1.4 障碍物的影响与绕射损耗,图 3 3 障碍物与余隙,(a)负余隙；(b)正余隙,图中，x表示障碍物顶点P至直射线TR的距离，称为菲涅尔余隙。规定阻挡时余隙为负，如图 3-3(a)所示；无阻挡时余隙为正，如图 3-3(b)所示。由障碍物
6、引起的绕射损耗与菲涅尔余隙的关系如图 3-4 所示。图中，纵坐标为绕射引起的附加损耗，即相对于自由空间传播的分贝数。横坐标为x/x1,其中x1是第一菲涅尔区在P点横截面的半径，它由下列关系式可求得：,(3-21),图 3 4 绕射损耗与余隙关系,由图3-4 可见，当x/x10.5 时，附加损耗约为0dB，即障碍物对直射波传播基本上没有影响。为此，在选择天线高度时，根据地形尽可能使服务区内各处的菲涅尔余隙x0.5x1;当x0，即直射线低于障碍物顶点时，损耗急剧增加；当x=0时，即TR直射线从障碍物顶点擦过时，附加损耗约为 6 dB。,例 3 1 设图 3-3(a)所示的传播路径中，菲涅尔余隙x=
7、-82m,d1=5km,d2=10km,工作频率为150MHz。试求出电波传播损耗。解 先由式(3-13)求出自由空间传播的损耗Lfs为,由式(3-21)求第一菲涅尔区半径x1为,由图 3-4 查得附加损耗(x/x1-1)为17dB,所以电波传播的损耗L为,3.1.5 反射波,图 3 5 反射波与直射波,通常，在考虑地面对电波的反射时，按平面波处理，即电波在反射点的反射角等于入射角。不同界面的反射特性用反射系数R表征，它定义为反射波场强与入射波场强的比值，R可表示为,式中，|R|为反射点上反射波场强与入射波场强的振幅比，代表反射波相对于入射波的相移。,对于水平极化波和垂直极化波的反射系数Rh和
8、Rv分别由下列公式计算：,式中，c是反射媒质的等效复介电常数，它与反射媒质的相对介电常数r、电导率和工作波长有关，即,(3-23),(3-24),对于地面反射，当工作频率高于150MHz(2m)时，1，由式(3-23)和式(3-24)可得,即反射波场强的幅度等于入射波场强的幅度，而相差为180。,式中，d=d1+d2。,通常(ht+hr)d,故上式中每个根号均可用二项式定理展开，并且只取展开式中的前两项。例如：,式中，2/称为传播相移常数。,由路径差d引起的附加相移为,这时接收场强E可表示为,3.2 移动信道的特征,3.2.1 传播路径与信号衰落,图 3 6 移动信道的传播路径,假设反射系数R
9、=-1(镜面反射)，则合成场强E为,式中，E0是直射波场强，是工作波长，1和2分别是地面反射波和散射波相对于直射波的衰减系数，而,图 3 7 典型信号衰落特性,3.2.2 多径效应与瑞利衰落,图 3-8 移动台接收N条路径信号,假设基站发射的信号为,式中，0为载波角频率，0为载波初相。经反射(或散射)到达接收天线的第i个信号为Si(t)，其振幅为i,相移为i。假设Si(t)与移动台运动方向之间的夹角为i,其多普勒频移值为,式中，v为车速，为波长，fm为i=0时的最大多普勒频移，因此S i(t)可写成,假设N个信号的幅值和到达接收天线的方位角是随机的且满足统计独立，则接收信号为,则S(t)可写成
10、,由于x和y都是独立随机变量之和，根据概率的中心极限定理，大量独立随机变量之和的分布趋向正态分布，即有概率密度函数为：,式中，x、y分别为随机变量x和y的标准偏差。x、y在区间dx、dy上取值概率分别为p(x)dx、p(y)dy，由于它们相互独立，所以在面积dxdy中的取值概率为,式中，p(x,y)为随机变量x和y的联合概率密度函数。,假设，且p(x)和p(y)均值为零，则,通常，二维分布的概率密度函数使用极坐标系(r,)表示比较方便。此时，接收天线处的信号振幅为r,相位为，对应于直角坐标系为：,在面积drd中的取值概率为,得联合概率密度函数为,对积分，可求得包络概率密度函数p(r)为,同理，
11、对r积分可求得相位概率密度函数p()为,(3-44),多径衰落的信号包络服从瑞利分布，故把这种多径衰落称为瑞利衰落。,均 值,均方值,图 3 9 瑞利分布的概率密度,当 时，有,当r=时，p(r)为最大值，表示r在值出现的可能性最大。由式(3-44)不难求得,上式表明，衰落信号的包络有50%概率大于1.177。这里的概率即是指任意一个足够长的观察时间内，有50%时间信号包络大于1.177。因此，1.177常称为包络r的中值，记作rmid。信号包络低于的概率为,同理，信号包络r低于某一指定值k的概率为,图 3 10 瑞利衰落的累积分布,3.2.3 慢衰落特性和衰落储备,图3-11(a)和(b)分
12、别画出了市区和郊区的慢衰落分布曲线。绘制两种曲线所用的条件是：图(a)中，基站天线高度为220m,移动台天线高度为3m;图(b)中，基站天线高度为60m,移动台天线高度为3m。由图可知，不管是市区还是郊区，慢衰落均接近虚线所示的对数正态分布。标准偏差取决于地形、地物和工作频率等因素，郊区比市区大，也随工作频率升高而增大，如图 3-12所示。,图 3 11 信号慢衰落特 性曲线(a)市区；(b)郊区,图 3 12 慢衰落中值标准偏差,为了防止因衰落(包括快衰落和慢衰落)引起的通信中断，在信道设计中，必须使信号的电平留有足够的余量，以使中断率R小于规定指标。这种电平余量称为衰落储备。衰落储备的大小
13、决定于地形、地物、工作频率和要求的通信可靠性指标。通信可靠性也称作可通率，并用T表示，它与中断率的关系是T=1-R。,图 3-13示出了可通率T分别为90%、95%和99%的三组曲线，根据地形地物、工作频率和可通率要求，由此图可查得必须的衰落储备量。例如：f=450MHz，市区工作，要求T=99%，则由图可查得此时必须的衰落储备约为22.5dB。,图 3 13 衰落储备量,3.2.4 多径时散与相关带宽,1.多径时散,假设基站发射一个极短的脉冲信号Si(t)=a0(t)，经过多径信道后，移动台接收信号呈现为一串脉冲，结果使脉冲宽度被展宽了。这种因多径传播造成信号时间扩散的现象，称为多径时散。,
14、图 3 14 多径时散示例,图 3-15 时变多径信道响应示例,(a)N=3;(b)N=4;(c)N=5,一般情况下，接收到的信号为N个不同路径传来的信号之和，即,式中，ai是第i条路径的衰减系数；i(t)为第i条路径的相对延时差。根据统计测试结果，移动通信中接收机接收到多径的时延信号包络大致如图 3-16 所示。,式中，表示多径时散散布的程度。越大，时延扩展越严重；越小，时延扩展越轻。,最大时延max是以包络电平下降30dB时测定的时延值，如图 3-16 所示。,图 3 16 多径时延信号包络,表 3 1 多径时散参数典型值,2.相关带宽,图 3 17 双射线信道等效网络,为分析简便，不计信
15、道的固定衰减，用“1”表示第一条射线，信号为Si(t);用“2”表示另一条射线，其信号为rSi(t)ej(t)，这里r为一比例常数。于是，接收信号为两者之和，即,图 3-17 所示的双射线信道等效网络的传递函数为,信道的幅频特性为,(3-55),图 3 18 双射线信道的幅频特性,由图可见，其相邻两个谷点的相位差为,则,或,由此可见，两相邻场强为最小值的频率间隔是与多径时延(t)成反比的，通常称Bc为多径时散的相关带宽。若所传输的信号带宽较宽，以至与Bc可比拟时，则所传输的信号将产生明显的畸变。,工程上，对于角度调制信号，相关带宽可按下式估算：,式中，为时延扩展。,例如，=3s,Bc=1/(2
16、)=53kHz。此时传输信号的带宽应小于Bc=53kHz。,3.3 陆地移动信道的场强估算,3.3.1 接收机输入电压、功率与场强的关系,1.接收机输入电压的定义,图 3 19 接收机输入电压的定义,将电势为Us和内阻为Rs的信号源(如天线)接到接收机的输入端，若接收机的输入电阻为Ri且Ri=Rs，则接收机输入端的端电压U=Us/2，相应的输入功率。由于Ri=Rs=R是接收机和信号源满足功率匹配的条件，因此 是接收机输入功率的最大值，常称为额定输入功率。实际中，采用线天线的接收机常常用天线上感应的信号电势作为接收机的输入电压。这种感应电势，即图 3-19中的Us，它并不等于接收机输入端的端电压
17、U。,为了计算方便，电压或功率常以分贝计。其中，电压常以1V作基准，功率常以1mW作基准，因而有：,式中，Us以V计。,2.接收场强与接收电压的关系,在采用线天线时，接收场强E是指有效长度为1m的天线所感应的电压值，常以V/m作单位。,图 3 20 半波振子天线的有效长度,式中，E的单位为V/m，以m为单位，Us的单位为V。若场强用dBV/m计，则,如图3-21 所示。在图中，假定天线阻抗为 73.12，接收机的输入阻抗为50。接收机输入端的端电压U与天线上的感应电势Us有以下关系：,图3-21 半波震子天线的阻抗匹配电路,3.3.2 地形、地物分类,1.地形的分类与定义 为了计算移动信道中信
18、号电场强度中值(或传播损耗中值)，可将地形分为两大类，即中等起伏地形和不规则地形，并以中等起伏地形作传播基准。所谓中等起伏地形是指在传播径的地形剖面图上，地面起伏高度不超过20m，且起伏缓慢，峰点与谷点之间的水平距离大于起伏高度。其它地形如丘陵、孤立山岳、斜坡和水陆混合地形等统称为不规则地形。,图 3 22 基站天线有效高度(hb),若基站天线顶点的海拔高度为hts，从天线设置地点开始，沿着电波传播方向的3km到15km之内的地面平均海拔高度为hga，则定义基站天线的有效高度为,若传播距离不到15km,hga是3km到实际距离之间的平均海拔高度。移动台天线的有效高度hm总是指天线在当地地面上的
19、高度。,2.地物(或地区)分类 不同地物环境其传播条件不同，按照地物的密集程度不同可分为三类地区：开阔地。在电波传播的路径上无高大树木、建筑物等障碍物，呈开阔状地面，如农田、荒野、广场、沙漠和戈壁滩等；郊区。在靠近移动台近处有些障碍物但不稠密，例如，有少量的低层房屋或小树林等；市区。有较密集的建筑物和高层楼房。,3.3.3 中等起伏地形上传播损耗的中值,1.市区传播损耗的中值,在计算各种地形、地物上的传播损耗时，均以中等起伏地上市区的损耗中值或场强中值作为基准，因而把它称作基准中值或基本中值。,图 3 23 中等起伏地上市区基本损耗中值,如果基站天线的高度不是200m,则损耗中值的差异用基站天
20、线高度增益因子Hb(hb,d)表示。图 3-24(a)给出了不同通信距离d时，Hb(hb,d)与hb的关系。显然，当hb200m时，Hb(hb,d)0dB；反之，当hb200m时，Hb(hb,d)0 dB。同理，当移动台天线高度不是3m时，需用移动台天线高度增益因子Hm(hm,f)加以修正，参见图 3-24(b)。当hm3m时，Hm(hm,f)0dB；反之，当hm3m时，Hm(hm,f)0dB。,图 3 24 天线高度增益因子,图 3 25 街道走向修正曲线,2.郊区和开阔地损耗的中值,图 3 26 郊区修正因子,图 3 27 开阔地、准开阔地修正因子,3.3.4 不规则地形上传播损耗的中值,
21、1.丘陵地的修正因子Kh 丘陵地的地形参数用地形起伏高度h表征。它的定义是：自接收点向发射点延伸10km的范围内，地形起伏的90%与10%的高度差(参见图3-28(a)上方)即为h。,图 3-28 丘陵地场强中值修正因子(a)修正因子Kh;(b)微小修正因子Khf,2.孤立山岳修正因子Kjs 图 3-29 给出的是适用于工作频段为450900MHz、山岳高度在110350m范围，由实测所得的弧立山岳地形的修正因子Kjs的曲线。其中，d1是发射天线至山顶的水平距离，d2是山顶至移动台的水平距离。图中，Kjs是针对山岳高度H=200m所得到的场强中值与基准场强的差值。如果实际的山岳高度不为200m
22、时，上述求得的修正因子Kjs还需乘以系数，计算的经验公式为,式中，H的单位为m。,图 3 29 孤立山岳修正因子,3.斜波地形修正因子Ksp 斜坡地形系指在510km范围内的倾斜地形。若在电波传播方向上，地形逐渐升高，称为正斜坡，倾角为+m；反之为负斜坡，倾角为-m，如图 3-30 的下部所示。,图 3 30 斜坡地形修正因子,4.水陆混合路径修正因子KS,图 3 31 水陆混合路径修正因子,3.3.5 任意地形地区的传播损耗的中值,1.中等起伏地市区中接收信号的功率中值PP 中等起伏地市区接收信号的功率中值PP(不考虑街道走向)可由下式确定：,式中，P0为自由空间传播条件下的接收信号的功率，
23、即,式中：PT发射机送至天线的发射功率；工作波长；d收发天线间的距离；Gb基站天线增益；Gm移动台天线增益。Am(f,d)是中等起伏地市区的基本损耗中值，即假定自由空间损耗为0 dB，基站天线高度为200m,移动台天线高度为3 m的情况下得到的损耗中值，它可由图 3-23 求出。,Hb(hb,d)是基站天线高度增益因子，它是以基站天线高度200m为基准得到的相对增益，其值可由图3-24(a)求出。Hm(hm,f)是移动天线高度增益因子，它是以移动台天线高度3m为基准得到的相对增益，可由图324(b)求得。,2.任意地形地区接收信号的功率中值PPC 任意地形地区接收信号的功率中值是以中等起伏地市
24、区接收信号的功率中值PP为基础，加上地形地区修正因子KT，即,地形地区修正因子KT一般可写成,式中：Kmr郊区修正因子，可由图 3-26 求得；Qo、Qr开阔地或准开阔地修正因子，可由图 3-27 求得；Kh、Khf丘陵地修正因子及微小修正值，可由图 3-28求得；Kjs孤立山岳修正因子，可由图 3-29 求得；Ksp斜坡地形修正因子，可由图 3-30 求得；KS水陆混合路径修正因子，可由图 3-31 求得,根据地形地区的不同情况，确定KT包含的修正因子，例如传播路径是开阔地上斜坡地形，那么KT=Qo+Ksp，其余各项为零；又如传播路径是郊区和丘陵地，则KT=Kmr+Kh+Khf。其它情况类推
25、。任意地形地区的传播损耗中值式中，LT为中等起伏地市区传播损耗中值，即,例 3-2 某一移动信道，工作频段为450MHz，基站天线高度为50m，天线增益为6dB，移动台天线高度为3m，天线增益为 0dB；在市区工作，传播路径为中等起伏地，通信距离为 10km。试求：(1)传播路径损耗中值；(2)若基站发射机送至天线的信号功率为 10W，求移动台天线得到的信号功率中值。,解(1)根据已知条件，KT=0,LA=LT，式(3-68)可分别计算如下：由式(3-13)可得自由空间传播损耗,由图 3-23 查得市区基本损耗中值,(2)中等起伏地市区中接收信号的功率中值,例 3 3 若上题改为郊区工作，传播
26、路径是正斜坡，且m=15mrad,其它条件不变。再求传播路径损耗中值及接收信号功率中值。,*3.4 其它移动信道的传输特点,图 3 32 典型高层建筑穿透损耗,3.4.2 限定空间中的电波传播,图 3 33 隧道内传输损耗特性,图 3 34 泄漏同轴电缆,耦合损耗是表征泄漏同轴电缆辐射能力强弱的物理量，耦合损耗越小辐射能力越强。它通常定义为电缆内所传输的信号功率与在距离电缆r(如1.5m)处用半波偶极天线接收到的信号功率之差，即耦合损耗(以dB计)为 式中，Pt是电缆内所传输的信号功率；Pr是在距电缆为r米处用半波偶极天线接收的信号功率。当接收天线与电缆之间的距离r变化时，耦合损耗也必然变化，
27、当r由R0增大到R时，耦合损耗的增量LC为,图 3-35 耦合损耗增量与距离的关系,泄漏同轴电缆的传输损耗包括电缆的固有损耗0和辐射损耗r，即,泄漏同轴电缆的耦合损耗越小(例如，缩短槽孔节距)，辐射损耗就越大，也就是传输损耗越大。泄漏同轴电缆的耦合损耗一般设计为5055dB以内，以便增大纵向通信距离。,3.4.3 海上、航空及卫星移动信道的特点,图 3 36 海上传播场强与距离的关系,卫星中继信道可视为无线电接力信道的一种特殊形式，它由通信卫星、地球站、上行线路及下行线路组成。其信道的主要特点是：卫星与地球站之间的电波传播路径大部分在大气层以外的空间，其传播损耗可近似按自由空间的传播条件进行估
28、算；传播距离远，传播损耗大，时延也较大；地球站至卫星的仰角较大(2056)，天线波束不易遭受地面反射的影响，缓解了多径效应引起的快衰落。但地球站附近的高大建筑物造成的“阴影”效应仍会引起慢衰落。此外，当使用的工作频率超过1GHz时，因雨、雪等原因将产生附加的传输损耗。,3.5 分 集 接 收,3.5.1 分集接收原理,1.什么是分集接收 所谓分集接收是指接收端对它收到的多个衰落特性互相独立(携带同一信息)的信号进行特定的处理，以降低信号电平起伏的办法。,图 3 37 选择式分集合并示意,2.分集方式 在移动通信系统中可能用到两类分集方式：一类称为“宏分集”；另一类称为“微分集”。“宏分集”主要
29、用于蜂窝通信系统中，也称为“多基站”分集。这是一种减小慢衰落影响的分集技术，其作法是把多个基站设置在不同的地理位置上(如蜂窝小区的对角上)和在不同方向上，同时和小区内的一个移动台进行通信(可以选用其中信号最好的一个基站进行通信)。,显然，只要在各个方向上的信号传播不是同时受到阴影效应或地形的影响而出现严重的慢衰落(基站天线的架设可以防止这种情况发生)，这种办法就能保持通信不会中断。“微分集”是一种减小快衰落影响的分集技术，在各种无线通信系统中都经常使用。理论和实践都表明，在空间、频率、极化、场分量、角度及时间等方面分离的无线信号，都呈现互相独立的衰落特性。据此，微分集又可分为下列六种：,(1)
30、空间分集。空间分集的依据在于快衰落的空间独立性，即在任意两个不同的位置上接收同一个信号，只要两个位置的距离大到一定程度，则两处所收信号的衰落是不相关的。为此，空间分集的接收机至少需要两副相隔距离为d的天线，间隔距离d与工作波长、地物及天线高度有关，在移动信道中，通常取：市区 d=0.5郊区 d=0.8在满足上式的条件下，两信号的衰落相关性已很弱；d越大，相关性就越弱。由上式可知，在900MHz的频段工作时，两副天线的间隔也只需0.27m.,(2)频率分集。由于频率间隔大于相关带宽的两个信号所遭受的衰落可以认为是不相关的，因此可以用两个以上不同的频率传输同一信息，以实现频率分集。根据相关带宽的定
31、义，即式中，为延时扩展。例如，市区中=3s,Bc约为53kHz。这样频率分集需要用两部以上的发射机(频率相隔53kHz以上)同时发送同一信号，并用两部以上的独立接收机来接收信号。它不仅使设备复杂，而且在频谱利用方面也很不经济。,(3)极化分集。由于两个不同极化的电磁波具有独立的衰落特性，所以发送端和接收端可以用两个位置很近但为不同极化的天线分别发送和接收信号，以获得分集效果。极化分集可以看成空间分集的一种特殊情况，它也要用两副天线(二重分集情况)，但仅仅是利用不同极化的电磁波所具有的不相关衰落特性，因而缩短了天线间的距离。在极化分集中，由于射频功率分给两个不同的极化天线，因此发射功率要损失 3
32、 dB。,(4)场分量分集。由电磁场理论可知，电磁波的E场和H场载有相同的消息，而反射机理是不同的。例如，一个散射体反射E波和H波的驻波图形相位差90，即当E波为最大时，H波为最小。在移动信道中，多个E波和H波叠加，结果表明EZ、HX和HY的分量是互不相关的，因此，通过接收三个场分量，也可以获得分集的效果。场分量分集不要求天线间有实体上的间隔，因此适用于较低工作频段(例如低于100MHz)。当工作频率较高时(800900MHz)，空间分集在结构上容易实现。场分量分集和空间分集的优点是这两种方式不像极化分集那样要损失3 dB的辐射功率。,(5)角度分集。角度分集的作法是使电波通过几个不同路径，并
33、以不同角度到达接收端，而接收端利用多个方向性尖锐的接收天线能分离出不同方向来的信号分量；由于这些分量具有互相独立的衰落特性，因而可以实现角度分集并获得抗衰落的效果。显然，角度分集在较高频率时容易实现。,(6)时间分集。同一信号在不同的时间区间多次重发，只要各次发送的时间间隔足够大，那么各次发送信号所出现的衰落将是彼此独立的，接收机将重复收到的同一信号进行合并，就能减小衰落的影响。时间分集主要用于在衰落信道中传输数字信号。此外，时间分集也有利于克服移动信道中由多普勒效应引起的信号衰落现象。由于它的衰落速率与移动台的运动速度及工作波长有关，为了使重复传输的数字信号具有独立的特性，必须保证数字信号的
34、重发时间间隔满足以下关系：,3.合并方式,假设M个输入信号电压为r1(t)，r2(t),，rM(t)，则合并器输出电压r(t)为,式中，ak为第k个信号的加权系数。,(1)选择式合并。选择式合并是检测所有分集支路的信号，以选择其中信噪比最高的那一个支路的信号作为合并器的输出。由上式可见，在选择式合并器中，加权系数只有一项为1，其余均为0。,图 3 38 二重分集选择式合并,(2)最大比值合并。最大比值合并是一种最佳合并方式，其方框图如图 3-39 所示。为了书写简便，每一支路信号包络rk(t)用rk表示。每一支路的加权系数ak与信号包络rk成正比而与噪声功率Nk成反比，即,由此可得最大比值合并
35、器输出的信号包络为,式中，下标R是表征最大比值合并方式。,图 3 39 最大比值合并方式,(3)等增益合并。等增益合并无需对信号加权，各支路的信号是等增益相加的，其方框图如图 3-40。,等增益合并器输出的信号包络为,式中，下标E表征等增益合并。,图 3 40 等增益合并,3.5.2 分集合并性能的分析与比较,1.选择式合并的性能,设第k个支路的信号功率为，噪声功率为Nk,可得第k支路的信噪比为,通常，一支路的信噪比必须达到某一门限值t，才能保证接收机输出的话音质量(或者误码率)达到要求。如果此信噪比因为衰落而低于这一门限时，则认为这个支路的信号必须舍弃不用。显然，在选择式合并的分集接收机中，
36、,只有全部M个支路的信噪比都达不到要求，才会出现通信中断。若第k个支路中kt的概率为Pk(kt)，则在M个支路情况下中断概率以PM(st)表示时，可得,kt，即，或,因此,设rk的起伏服从瑞利分布，即,可得,则,如果各支路的信号具有相同的方差，即,各支路的噪声功率也相同，即,并令平均信噪比为2/N=0，则,由此可得M重选择式分集的可通率为,由于 的值小于1，因而在t/0一定时，分集重数M增大，可通率T随之增大。,(3-86),图 3 41 选择式合并输出载噪比累积概率分布曲线,其中：M=1表示无分集，M=2为二重分集，M=3为三重分集，等等。由图可知，当超过纵坐标的概率为99%时，用二重分集(
37、M=2)和三重分集(M=3)的信噪比与无分集(M=1)的情况相比，分别有10 dB和14 dB的增益。但是，当分集重数M3时，随着M的增加，所得信噪比增益的增大越来越缓慢。因此，为了简化设备，实际中常用二重分集或三重分集。,2.最大比值合并的性能最大比值合并器输出的信号包络如式(3-77)所示，即,假设各支路的平均噪声功率是相互独立的，合并器输出的平均噪声功率是各支路的噪声功率之和，即为。因此合并器输出信噪比,(3-88),由于各支路信噪比为,即,代入式(3-88),可得,(3-89),根据许瓦尔兹不等式,现令,则有,利用上述关系式，代入式(3-89)得,由上式可知，最大比值合并器输出可能得到
38、的最大信噪比为各支路信噪比之和，即,(3-91),综上所述，最大比值合并时各支路加权系数与本路信号幅度成正比，而与本路的噪声功率成反比，合并后可获得最大信噪比输出。若各路噪声功率相同，则加权系数仅随本路的信号振幅而变化，信噪比大的支路加权系数就大，信噪比小的支路加权系数就小。最大比值合并的信噪比R的概率密度函数为,由上式画出的最大比值合并分集系统的累积概率分布曲线如图 3-42 所示。不难得知，在同样条件下，与图 3-41选择式合并分集系统相比，它具有较强的抗衰落性能。例如，二重分集(M=2)与无分集(M=1)相比，在超过纵坐标概率为99%情况下有13 dB增益，优于选择式合并(10 dB增益
39、)。,图 3-42 最大比值合并分集系统输出载噪比的累积概率分布曲线,3.等增益合并的性能 等增益合并意为各支路的加权系数ak(k=1,2,M)都等于1，因此等增益合并器输出的信号包络rE如式(3-78)所示，即,若各支路的噪声功率均等于N，则,(3-95),图 3-43 等增益合并分集系统载噪比累积概率分布曲线,4.平均信噪比的改善 所谓平均信噪比的改善，是指分集接收机合并器输出的平均信噪比较无分集接收机的平均信噪比改善的分贝数。(1)选择式合并的改善因子。在选择式合并方式中，由信噪比S的概率密度p(S)可求得平均信噪比为,式中，p(S)可由式(3-86)求得，即,(3-96),将上式代入式
40、(3-96)，得选择式合并器输出的平均信噪比为,因而平均信噪比的改善因子为,(3-99),由上式可见，选择式合并的平均信噪比改善因子随分集重数(M)增大而增大，但增大速率较小。改善因子常以dB计，即式(3-99)可写成,(2)最大比值合并的改善因子。由式(3-91)可知,即得最大比值合并的信噪比改善因子为,由上式可知，最大比值合并的信噪比改善因子随分集重数的增大而成正比地增大。以 dB计时可写成,(3)等增益合并的改善因子。等增益合并时，由式(3-95)可知,因为已假定各支路信号不相关，即有,以及瑞利分布性质确定的 及，可得出平均信噪比为,式中,0=2/N。最后得出等增益合并的信噪比改善因子为
41、,或,例 3-4 在二重分集情况，试分别求出三种合并方式的信噪比改善因子。解 由式(3-99)可知,或,由式(3-102)可知,或,由式(3-106)可知,或,图 3-44 给出了三种合并方式的 与M的关系曲线。由图 3-44 可见，在相同分集重数(即M相同)情况下，以最大比值合并方式改善信噪比最多，等增益合并方式次之；在分集重数M较小时，等增益合并的信噪比改善接近最大比值合并。选择式合并所得到的信噪比改善量最少，其原因在前面已指出过，在于合并器输出只利用了最强一路信号，而其它各支路都没有被利用。,图 3-44 三种合并方式的 与M关系曲线,3.5.3 数字化移动通信系统的分集性能,1.NFS
42、K二重分集系统平均误码率 在加性高斯噪声情况下，NFSK的误码率公式为,式中，为信噪比(或载噪比)。,在瑞利衰落信道中，需用平均误码率表征，记作，即,式中，p()为载噪比的概率密度函数。,在选择式合并方式中，p()即为p(S),由式(3-97)可知，,二重分集时，M=2,此时平均误码率用 表示，则有,无分集时(即M=1)的平均误码率 为,如果平均载噪比01,则由上述两式可得,例如，无分集时，平均误码率；采用二重分集后，即平均误码率下降为无分集时的1/25。同理，可以求得最大比值合并方式的平均误码率。当采用二重分集时，载噪比R的概率密度p(R)为,由此可得平均误码率为,由上述分析可知，从平均误码
43、率来看，最大比值合并也是最佳的。在二重分集情况下，较选择式合并有3 dB增益。,2.DPSK多重分集系统平均误码率已知在恒参信道下，DPSK的误码率为,而在瑞利衰落信道下，平均误码率为,式中，p()为的概率密度函数，选择式合并的p()用p(S)表示，由前面分析已知p(S)为,由此可得出，无分集时(M=1)的平均误码率 为,同理，可求得二重分集(M=2)时的平均误码率 为,当平均载噪比01时，则,当M=3时，有,当M=4时，有,由以上所导出的不同分集重数时的平均误码率计算式可知，由无分集改用分集后，误码率获得明显改善。,3.三种合并方式的误码率比较,表 3-2 三种合并方式平均误码率的比较,综上所述，等增益合并的各种性能与最大比值合并相比，低得不多，但从电路实现上看，较最大比值合并简单，尤其是加权系数的调整，前者远较后者简单，因此等增益合并是一种较实用的方式，而当分集重数不多时，选择式合并方式仍然是可取的。,
